Saw filter что это

Обновлено: 24.01.2025

Основные характеристики фильтров на ПАВ

Современный полосовой фильтр на ПАВ представляет собой акустоэлектронное устройство, служащее для выделения определенного диапазона частот из всего частотного спектра. Принцип работы этого устройства основан на частотно-зависимом преобразовании входного электромагнитного сигнала в акустический в передающем встречно-штырьевом преобразователе (ВШП) и его обратном преобразовании в электромагнитный сигнал на выходе (в принимающем ВШП) [1] (рис.1).
Скорость распространения ПАВ в кристалле на несколько порядков меньше скорости электромагнитной волны (

3–4 км/с против 3•105 км/с). Соответственно, длина ПАВ во столько же раз меньше длины электромагнитной волны (при той же частоте) и обычно составляет от единиц до десятков микрон, в зависимости от частоты. Период ВШП (длина его элементарной повторяющейся секции) равен длине волны, то есть элементы преобразователей очень компактны – в этом одно из основных преимуществ фильтров на ПАВ.
Основными параметрами полосового фильтра являются: центральная частота, полоса пропускания по определенному уровню, пульсации группового времени запаздывания (ГВЗ) сигнала в полосе пропускания, вносимые потери, неравномерность в полосе пропускания и затухание сигнала в полосе заграждения (или избирательность).

В настоящий момент ПАВ-технология позволяет реализовать фильтры с центральными частотами от десятков мегагерц до нескольких гигагерц, вносимыми потерями от 20 до 2 дБ и менее (в зависимости от относительной полосы пропускания и типа фильтра), избирательностью 40–60 дБ и более, неравномерностью АЧХ в полосе пропускания менее 0,5 дБ и пульсациями группового времени запаздывания сигнала в полосе менее 10 нс (в зависимости от частоты и относительной полосы). Размеры элементов топологии новейших ПАВ-фильтров на частоты 1,5–2 ГГц могут составлять 0,5 мкм и менее. Основными материалами, на базе которых реализуются фильтры на ПАВ, обычно служат ориентированные пьезоэлектрические монокристаллы танталата и ниобата лития, кварца, лантано-галиевого силиката (лангасита) и некоторые другие.
Проектирование современного фильтра на ПАВ – довольно сложная и трудоемкая задача [1–3], особенно если учесть, что за последние несколько лет требования к ним заметно возросли. Часто задача еще более осложняется, поскольку многие требования являются взаимоисключающими. Характерным примером может служить одновременное требование широкой полосы пропускания (>20%), малых потерь (<10 дБ) и пульсаций АЧХ в полосе (<1 дБ) при высоком уровне подавления сигнала за полосой (>40 дБ). Реализовать фильтр на ПАВ с подобными требованиями под силу далеко не каждому разработчику, так как это требует применения структур ВШП довольно сложной конфигурации [3].
Однако существуют некоторые простые методы модификации топологий, которые в ряде случаев позволяют избегать многократных итераций и разработок "с нуля", если уже имеются опробованные разработки фильтров на ПАВ.
Метод трансляции топологии ВШП

Метод трансляции топологии ВШП известен давно. Он базируется на физических принципах распространения ПАВ и заключается в масштабировании исходной топологии пропорционально изменению частоты. Как известно, частота обратно пропорциональна длине волны:
λ = V0 / ƒ0,
где V0 – скорость распространения ПАВ в кристалле, ƒ0 – центральная частота.
Длина ПАВ, как отмечалось, соответствует периоду ВПШ. Поэтому частота ƒ0 связана с периодом p выражением ƒ0 = V0 /p. Следовательно, отмасштабировав размеры топологии фильтра, спроектированного на частоту ƒ1, в k раз, мы получим фильтр с центральной частотой ƒ2 = ƒ1•k, который имеет сходную АЧХ на пропорционально изменившихся частотах.
Однако при таком масштабировании в соответствующее число раз уменьшается и расстояние между передающим и принимающим ВШП, а следовательно, возрастает и доля паразитного электромагнитного сигнала. Это происходит из-за того, что часть энергии входного сигнала передается принимающему ВШП без преобразования в ПАВ. В результате оба ВШП начинают частично работать как приемная и передающая антенна, что несколько ухудшает подавление сигнала за полосой. Также в соответствующее число раз изменяются требования к разрешающей способности фотолитографического оборудования, так как размеры модифицированной структуры ВШП изменяются в k раз.
Абсолютная полоса пропускания фильтра, оттранслированного с исходного, изменяется пропорционально изменению частоты:
Δƒ2 = Δƒ1•k,
где Δƒ1 – абсолютная полоса пропускания исходного фильтра, Δƒ2 – абсолютная полоса пропускания оттранслированного фильтра.
При этом данный метод не позволяет изменить относительную полосу пропускания оттранслированного фильтра ΔF:
ΔF2 =ΔF1.
Следует также помнить, что при использовании метода трансляции топологии необходимо проводить и масштабирование толщины металлизации в k раз.
Во многих случаях метод трансляции топологии позволяет получить хороший, предсказуемый результат и значительно уменьшить трудоемкость при разработке фильтра на ПАВ при наличии соответствующих наработок. Однако нужно учитывать описанные ограничения метода.
Метод экстраполяции квазивеерных ВШП

Совсем недавно нами был опробован сравнительно новый метод экстраполяции квазивеерных ВШП. Основное его достоинство в том, что с его помощью удалось изменить относительную полосу пропускания ПАВ-фильтров на базе квазивеерных ВШП. Квазивеерная структура представляет собой ВШП с электродами, направляющие линии которых расположены под малым углом по отношению друг к другу [4]. Они разбиваются на секции, что обусловлено особенностями фотолитографического оборудования (рис.2). Каждый ряд таких секций условно называют субканалом, который рассчитан на определенную длину ПАВ λn, соответствующую определенной частоте ƒn. Каждый субканал помимо периода электродов (длины волны) характеризуется собственной апертурой An, определяющей ширину излучаемого им акустического потока. Число электродов во всех каналах одинаково, так как каждый следующий субканал является, по сути, продолжением предыдущего (см. рис.2).
Таким образом, квазивеерный ВШП представляет собой систему n субканалов, длина волны λn и апертура An каждого из которых отличается от предыдущего и изменяется по определённому закону (линейному или гиперболическому), заложенному при его разработке. Относительная полоса пропускания фильтра напрямую зависит от количества этих субканалов. Поэтому, если убрать или добавить субканалы сверху и снизу преобразователя в пределах 20–30% от их общего числа, продолжая заложенную закономерность изменения периода и апертуры (в случае добавления), то полоса пропускания фильтра изменится пропорционально изменению числа субканалов.
Для проверки этого простого метода были проведены эксперименты, в ходе которых предполагаемые результаты подтвердились с высокой точностью. В первом эксперименте в качестве базовой топологии был взят фильтр ФП-457 на частоту 70 МГц с полосой пропускания 9 МГц (70B9 МГц) (рис.3,4, таблица).
Было решено увеличить относительную полосу пропускания фильтра ФП-457 на 20%, максимально сохранив при этом остальные его характеристики. Для этого в файле топологии исходного фильтра ФП-457 были достроены дополнительные субканалы с учетом закона их изменения относительно уже существующих (рис.5). Используя топологию исходного преобразователя, были сформированы экстраполяционные линии вдоль всех его штырей, продолжающие их с учетом закономерности изменения их длины волны λn и апертуры An. Вдоль этих экстраполяционных линий были размещены субканалы (20% от их исходного числа) с учетом закономерности изменения их длины волны λn и апертуры An,. Это соответствует предполагаемому увеличению относительной полосы пропускания фильтра:

где ∆F1 – относительная полоса пропускания исходного фильтра, ∆F2 – относительная полоса модифицированного фильтра, n1, n2 – исходное и конечное количество субканалов.
После модификации исходной топологии модифицированный фильтр (ФП-414) был запущен в производство и реализован на базе пластины ниобата лития LiNbO3 среза YZ – так же, как и исходный фильтр. Полоса пропускания полученного фильтра увеличилась на 20,6% по уровню -1 дБ и на 19,8% по уровню -3 дБ (рис.6, см. таблицу). Остальные параметры практически не изменились. Незначительные отличия в неравномерности группового времени запаздывания и вносимых потерях на представленных характеристиках обусловлены влиянием согласующих цепей. При более тщательном согласовании можно добиться, что эти отличия будут незаметны. Ширина переходных полос на склонах АЧХ также осталась прежней.
Еще одним примером может служить фильтр ФП-483 (37B22 МГц), спроектированный с применением обоих методов – экстраполяции ВШП и трансляции топологии. В качестве исходного был взят сверхширокополосный фильтр ФП-59 (140B80 МГц) (рис.7, см. таблицу).
Исходная топология фильтра ФП-59 была отмасштабирована в 3,784 раза с целью переноса центральной частоты со 140 МГц на 37 МГц. Затем, чтобы расширить относительную полосу пропускания, были добавлены два субканала по алгоритму, описанному в предыдущем примере. Это соответствует увеличению полосы пропускания на 5% (исходное число субканалов в данном случае равнялось 40). Кроме того, было уменьшено расстояние между преобразователями с целью уменьшения габаритов чипа и влияния расхождения акустического пучка в квазивеерных ВШП.
При сравнении характеристик модифицированного (ФП-483) (рис.8, см. таблицу) и исходного фильтров можно наблюдать почти прямую корреляцию между числом субканалов n, построенных по заложенному при проектировании фильтра закону, и относительной полосой пропускания фильтра ∆F. Единственным существенным отличием здесь является увеличение пульсаций ГВЗ, что связано с увеличением размеров структуры и, как следствие, времени запаздывания.
Таким образом, можно говорить о хорошо предсказуемом смещении по частоте границ полосы пропускания на заданную дискретную величину, зависящую от числа субканалов фильтра. Смещаться могут как обе границы, так и одна из них. Такие смещения можно использовать для коррекции центральной частоты фильтра – в этом случае экстраполяцию квазивеерных ВШП следует проводить лишь с одной стороны.
Эксперименты подтвердили, что можно увеличивать или уменьшать (в этом случае лишние субканалы удаляются) относительную полосу пропускания квазивеерных фильтров на ПАВ в пределах 20–30% от исходной, без значительного ущерба для остальных характеристик. Теоретически, можно модифицировать топологию и в больших пределах, однако в этом случае дальнейшие модификации могут вызвать сильное рассогласование сопротивлений фильтра, генератора и нагрузки и, как следствие, плохо предсказуемые изменения характеристик фильтра.
Модификация апертуры ВШП

Апертура преобразователей влияет главным образом на их емкость и, как следствие, на входное сопротивление всего фильтра. В квазивеерных ВШП, при прочих равных условиях, от апертуры также зависит угол расхождения между направляющими линиями электродов, а следовательно, и угол расхождения акустического потока, излучаемого передающим преобразователем.
К масштабированию апертуры ВШП обычно прибегают, когда требуется изменить его входное/выходное сопротивление для лучшего согласования фильтра с нагрузкой и генератором, а также в силу ограничений внутренних габаритов корпуса. Увеличение апертуры в квазивеерных фильтрах способствует уменьшению угла расхождения акустического потока и, как следствие, некоторому улучшению характеристики в целом (по вносимым потерям, пульсациям АЧХ в полосе, кривизне АЧХ в полосе и некоторым другим, в зависимости от структуры).
Используя метод экстраполяции ВШП, следует иметь в виду, что добавление или удаление субканалов для коррекции относительной полосы пропускания меняет и электрические параметры фильтра, например сопротивление преобразователя. Поэтому нужно учитывать это изменение и дополнительно масштабировать общую апертуру (сумму апертур всех субканалов) преобразователя с соответствующим коэффициентом:

.
где K – коэффициент масштабирования апертуры, A – исходная апертура преобразователя, Amod – суммарная апертура добавленных (+) или удаленных (-) электродов.
Такая процедура нужна для максимального сохранения (если это необходимо) остальных электрических параметров фильтра (помимо полосы пропускания). Также модификацию апертуры можно производить для отдельных субканалов, меняя их относительный вклад в акустический поток, чтобы более точно формировать АЧХ фильтра на определённых диапазонах частот.
Изменение расстояния между преобразователями
Расстояние между преобразователями влияет главным образом на время задержки сигнала, пульсации ГВЗ и на АЧХ в полосе, что связано с расхождением акустического пучка в квазивеерных ВШП. После применения метода трансляции топологий или метода экстраполяции квазивеерных ВШП иногда имеет смысл уменьшить расстояние между преобразователями. Это позволяет в случае необходимости снизить влияние расхождения акустического пучка в квазивеерных ВШП, уменьшить пульсации ГВЗ, а также уменьшить габаритные размеры чипа, что часто является практической необходимостью.
Представленные несложные методы коррекции топологии ВШП с успехом используются на практике и дают возможность существенно снизить трудоемкость и временные затраты на разработку многих ПАВ-фильтров при наличии соответствующих исходных наработок. Наиболее эффективным и полезным является метод экстраполяции квазивеерных ВШП. Он существенно расширяет возможности разработчиков и является несложным в освоении, поскольку операции производятся непосредственно с топологией квази-веерных фильтров на ПАВ. Следует, однако, отметить, что такие методы не могут полностью заменить собой традиционные сложные методы проектирования и моделирования ПАВ-фильтров, особенно на этапе, когда разработчик не обладает соответствующими исходными наработками.

Автор выражает благодарность сотрудникам технического Центра функциональной электроники ОАО "МНИИРС" за предоставление материалов по фильтрам на ПАВ и технологической базы для проведения экспериментов.

C ONCLUSION

Transducer structures have been presented whichallow to improve shape factor and stopband attenuation for transversal SAW filter. The multiharmonic IDT structure is suitable for both MSC and in-line filters. The WW transducer with isolated electrode section is preferable for in-line filter.

The IF MSC filters based on MH transducerswith relative bandwidths 10-50% have been designed and fabricated on YZ-LiNbO 3 substrates. Measured shape factors are 1.06-1.12 while stopband rejection is 45-55 dB and passband ripples less than 0.5-1.0 dB. In-line filters have been designed and fabricated both on YZLiNbO 3 and ST-quartz substrates. For bandwidth range 2-15%, the experimental characteristics exhibit shape factors 1.09-1.2 and stopband rejection 40-45 dB.

Fig.8. Measured response of the in-line filter on STquartz substrate: IL=21dB, BW(3dB)=7.35MHz, SF(40/3dB) =1.18.

I N- L INE F ILTERS

The improved selectivity can be obtained in filter with WW-IS transducers due to better distribution of selectivity between two transducers. WW-IS transducer structure is shown in Fig.6-b,c. The isolated sections are located between the electrodes of opposite polarity.

As initial approximation, the charges on electrodes located near the gaps between the sections (or between active electrode and section) have been taken as g s =g 0 (n s +1), where g 0 is an average charge on active electrodes of WW IDT, n s is the number of serial located section. For example, WW-IS structures shown in Fig.6 correspond to g s =g 0 /2 (Fig.7-b) and g s =g 0 /3 (Fig.6-c).

The accurate charge distribution is obtainable if the element factor is taken into account[9].

Fig.6. Withdrawal weighted IDT structures: a - WW structure; b,c - WW structures with isolated sections.

The smaller available weights are used in theWW transducer synthesis, the better approximation of desired impulse response can be provided. The synthesisprocedure of WW-IS transducer is identical to the common one. However, some additional restrictions have to be imposed. The main one is the condition of layout realization. In order to place ISs in the single acoustic track, the definite combinations of weights and signs are allowed.

The comparison of simulation results for initial and WW-IS transducers shows a good agreement between their responses (Fig.7) at passband and transition bands. The use of WW-IS transducers allows to improve SF and rejection level of in-line filter. The passband ripples of WW-IS transducer can be compensated by means of MH transducer as shown in Fig.1.

Fig.7. Simulated S21 responses of overlap IDT (plot 1) and WW-IS transducer (plot 2).

Fig.8 shows the measured frequency responses of the in-line filter fabricated on ST-quartz substrate. Filtercomprises MH overlap IDT combining the third and the fifth harmonics and WW-IS transducer. The aperture is 55 l . The obtained passband ripples are about 0.35 dBpeak-to-peak, deviation from linear phase is about 3 deg. peak-to-peak, stopband rejection is better than 50 dB, and shape factor (at levels 40 and 3 dB) is 1.18.

F ILTER D ESIGN AND M ODELING

The simulation technique is based on the method of frequency taps which can be applied for digital filters [4]. This method allows to synthesize amplitude and phase responses independently from each other. A synthesis procedure includes correction of amplitude and phase (or group delay time) frequency taps within a specified frequency range and simulation of a transition function corresponding to these new taps. Dependent on filter type, the procedure may be applied to one IDT or both transducers simultaneously.

Fig.1. Simulated passband amplitude responses of WW transducer (plot 1), apodized IDT (plot 2) and in-line filter (plot 3).

For example, if WW transducer corresponding to quasi-rectangular response is used as IDT of an in-line filter, an apodized IDT can be synthesized so that to compensate the ripples of fixed WW transducer (Fig.1). It can be seen that due to the apodized IDT the amplitude ripples of WW transducer (about 1.7 dB) are reduced to 0.1 dB in the final filter response. For MSC filters, both apodized IDTs can be designed for optimal selection and minimum ripples.

Though the method of frequency taps is inferior to some known optimization algorithms [5,6], from ourpoint of view it is more flexible and convenient as a designer’s tool. The method provides the possibility of local correction and predistortion of filter response onaccount of experimental data for circuit effects, diffraction loss etc. including amplitude and phase corrections of SPUDT filters. It should be noted that the results of optimization procedures (such as Remez exchange algorithm) can be used as the initial approximation for further filter design. It is also helpful for filters with complicated frequency response and when special requirements are specified for group delay time response.

A proper modeling for both in-line and MSC filters is based on modified cross-field Mason-Smith equivalent circuit model [7]. The required high accuracy of simulated transfer function can be achieved only if the second-order effects are taken into account by means of suitable correction of IDTs. The following second order effects have been accounted in filter design: finger reflections; charge distribution on IDT electrodes; energy storage effects; propagation loss due to scattering into bulk waves; finger resistance; circuit effects; feedthrough signal.

ПАВ — маленькие фильтры большого спектра

Продукция компании TST разделяется на две крупные группы:

функциональные устройства на ПАВ;
различные виды генераторов сигналов на основе кварцевых резонаторов.

В первую группу входят:

полосовые фильтры для диапазонов частот IF (33,9–974 МГц) и RF (137–2675 МГц);
резонаторы (250–1090 МГц);
генераторы (78–868 МГц);
дуплексеры (836–2655 МГц).

Вторую группу образуют:

пьезоэлектрические полосовые фильтры (21,4–90 МГц);
кварцевые резонаторы (0,032768–125 МГц);
кварцевые генераторы (0,032768–125 МГц);
генераторы, управляемые напряжением (405–2074 МГц);
генераторы, управляемые напряжением, с температурной компенсацией погрешности частоты (10–622 МГц);
термостатированные кварцевые генераторы (10–20 МГц).

Изделия каждой из перечисленных разновидностей изготавливаются с настройкой на десятки различных частот. Чтобы в кратком обзоре представить их характеристики, будем рассматривать образцы, взятые из крайних точек и середины соответствующего частотного диапазона. В таблицах 1–10 приведены основные характеристики различных устройств производства TST:

SAW filters with very high shape factor

Transversal filters with very high shape factor have been developed based on multiharmonic and withdrawal weighted transducers with isolated sections. The developed simulation technique provides excellent results both for in-line filter structures and those with multistrip couplers. The experimental results are presented for IF filters manufactured on YZ-LiNbO 3 and ST-quartz substrates. In-line filters exhibit SF in the range 1.15-1.2 and for MSC filters, SF values 1.05-1.1 have been obtained. For all filters the stopband rejection is more than 50 dB.

M SC F ILTER

One of the main reasons which leads to degradation of filter selectivity is circuit effects or regeneration effects caused by interaction between SAW and a load. The simulated conductivity plot of the conventional apodized IDT with quasi-rectangular frequency response is shown in Fig.2 (plot 1). For this case, the weighting function is given by w(t)=w T (t)sin( p t/To)/( p t/To), where w T (t) is Tailor’s function and -22To £ t £ 22To.

The amplitude ripples near the passband edges more than twice exceed an average conductivity level in passband. These ripples cause distortions of filter response in the transition band. To decrease the amplitude ripples, a “slanted” overlap apodized IDT has been used. However, the ripples remain high when the number of sidelobes in a filter impulse response is more than 30-40.

To realize the synthesized impulse response, we have used so-called multiharmonic transducer (MH) [8], which structure is shown in Fig.3. The MH transducer comprises several electrode areas with different electrode periods in each area. In Fig.3, these areas are marked as 1,3,5. The central area (1) is carried out as a conventional overlap IDT generating the first SAW harmonic. The distances between sources in the other IDT area correspond to odd harmonics of the transducer. In Fig.3, the areas marked as “3” and “5” refer to the third and the fifth harmonics, respectively. Since the total efficiencies of SAW sources in harmonic areas are weaker than in the section (1), the weights in these areas have been increased

a n (i) = a(i) n k n ,

where a(i) is an old weight value, n is a harmonic number, k n is a coefficient accounting for generation efficiency of the n-th harmonic.

Fig.2. Simulated conductivity response of the conventional apodized transducer (plot 1) and multiharmonic transducer (plot 2).

It should be mentioned that the division of IDT structure into the areas with different source periods causes spurious responses at the frequencies f 0 /n (where f 0 is a center frequency of a passband). To reduce these responses to desired level, different harmonic structures can be used in the input and the output IDTs. The area lengths and the harmonic numbers in MH transducer depend on the specified passband and SF values of a designed filter.

In our opinion, the MH transducer has several advantages over uniform IDTs. First, the reduction of anumber of sources decreases SAW regeneration effects in IDT. In Fig.2 (plot 2), the conductivity of MH transducer is plotted. It can be seen that the conductivity ripples are excluded.

Second, the diffraction loss in each n -harmonic area is also decreased because the weights are increased (approximately by n times). This effect allows to reduce the influence of charge distortion effect at the electrode tops and to provide more accurate realization of weighting function. It should be emphasized that in terms of efficiency MH transducer is similar to IDT either with split or with single electrodes. It depends on the electrode structure of central area of MH transducer.

Two examples of IF MSC filters are shown in Fig.4 and Fig.5. Both filters are fabricated on YZ-LiNbO 3 substrates.

Fig.3. Overlap structure of multi-harmonic transducer

The first filter has 18% bandwidth(Fig.4) and consists of two overlap MH transducers, each 940 fingers, coupled by MSC. The third and the fifth harmonic structures have been used for transducer design. The aperture is 62 l . In order to reduce the edge effects, the simulated weights have been corrected and the circuit effects taken into account. The passband ripples are about 0.5 dB peak-to-peak, while the stopband rejection is better than 50 dB. The shape factor (at levels 40 and 3 dB) is 1.06. The filter with such parameters requires more than 80 sidelobes.

Fig.4. S21 frequency response of 18% bandwidth MSC filter based on MH transducer: IL=22dB, SF = 1.06.

The second filter has 50% bandwidth (Fig.5). Itsstructure is identical to that of the first one, but IDTs include only the third harmonic areas. Each MH transducer consists of 236 fingers. The aperture is 75 l . The second-order effects have been also compensated. The passband ripples are less than 0.9 dB peak-to-peak and stopband rejection is better than 40 dB.

Fig.5. S21 frequency response of 50% bandwidth MSCfilter based on MH transducer: IL=29.5dB, SF(40/3dB) =1.07.

Фильтры на ПАВ (Общий каталог)

Фильтры на поверхностных акустических волнах (фильтры на ПАВ) широко используются в составе современных систем связи. Это обусловлено сочетанием высоких электрических характеристик таких устройств (в том числе малых вносимых потерь, высокой избирательности и малого коэффициента прямоугольности) с их малыми габаритными размерами. Кроме того, фильтры на ПАВ имеют более устойчивые характеристики к внешним воздействующим факторам по сравнению с их аналогами на LC-элементах и пьезокерамике.

Основные достоинства ПАВ фильтров следуют из их структуры:

малые размеры;
независимость фазочастотной характеристики (ФЧХ) от амплитудно-частотной (АЧХ);
высокая прямоугольность АЧХ;
превосходная внеполосная режекция;
температурная стабильность.

По полному технологическому циклу ООО «БУТИС» производит фильтры на ПАВ до 1200 МГц. С учетом заказных кристальных элементов, размещаемых на контрактных производствах — до 3330 МГц.

Возможность массового производства, экономичность и воспроизводимость таких устройств обусловлены применением планарной групповой технологии при их изготовлении.

В настоящее время хорошо проработаны и серийно выпускаются следующие основные типы ПАВ фильтров, различие которых заключается в их физической конструкции:

линии задержки ;
резонаторные фильтры ;
фильтры с малыми потерями ;
широкополосные фильтры .

Простейший ПАВ фильтр (Рис.1) содержит два встречно-штыревых преобразователя (ВШП), предназначенных для взаимного преобразования электрических и акустических сигналов, расположенных на полированной пьезоэлектрической подложке (кварц, ниобат лития, танталат лития, лангасит и т.д.) .

Каждый ВШП состоит из двух вложенных друг в друга гребенок металлических электродов.

Электроды ВШП обычно расположены на расстоянии 1/2 или 1/4 длины акустической волны на центральной частоте фильтра, что ограничивает верхний предел центральной частоты минимальным размером ширины электрода, реализуемым при стандартной технологии.

Нижний предел центральной частоты фильтра ограничен допустимой длиной пьезоэлектрической подложки.

Таким образом, ПАВ фильтры используются для обработки радиосигналов в диапазоне частот от 10 МГц до 2 ГГц.

Обычный ПАВ-преобразователь является двунаправленным излучателем, что ограничивает минимальные вносимые потери на уровне 6 дБ. Наличие ряда эффектов второго порядка, таких как резистивные потери в электродах и соединительных шинах, рассогласование акустических и электрических импедансов преобразователей, низкие значения коэффициента электромеханической связи доступных для применения пьезоэлектриков, увеличивает уровень вносимых потерь в реальном фильтре до 15…30 дБ.

В последние годы появились новые конструкции фильтров на ПАВ, обеспечивающие вносимые потери на уровне 1…7 дБ за счет использования внутренних переотражений, например, продольно-связанная структура, показанная на Рис.2.

Выбор конструктивного решения определяется совокупностью требований, предъявляемых к электрическим характеристикам конкретного ПАВ фильтра :

Центральная частота фильтра;
Вносимое затухание в полосе пропускания;
Ширина полосы пропускания по уровню -3 дБ;
Ширина полосы пропускания по уровню -40 дБ;
Неравномерность АЧХ фильтра в заданной полосе пропускания;
Ширина полосы задерживания;
Уровень подавления внеполосных сигналов в полосе задерживания;
Допустимость наличия гармонических составляющих и их уровень по отношению к первой гармонике;
Неравномерность и форма характеристики группового времени запаздывания (ГВЗ) в полосе пропускания фильтра;
Сопротивление нагрузки по входу и выходу;
Допустимость применения согласующих элементов ;
Рабочий диапазон температур;
Желаемое конструктивное исполнение (тип корпуса).

I NTRODUCTION

Increasing demands for transmission-capacity of modern radio-communication and TV systems in the available radio frequency bands require devices with more perfect selection. In recent years SAW filters have been intensively developed to improve simulation accuracy and increase selectivity in the intermediate frequency (IF) range [1].

When insertion loss is not an essential parameter, filters based on apodized bi-directional interdigital transducers (IDTs) allow to realize sufficiently high shape factor (SF), low passband ripples and high out-of-band rejection. Special requirements for amplitude and group delay responses can be also provided [2]. Such SAW filters are usually implemented as multistrip coupled (MSC) filters consisting of two apodized IDTs located in different acoustic tracks and coupled by means of multistrip coupler and require substrates with high electromechanical coupling coefficient, such as LiNbO 3 . The structure of in-line filter can include, for example,apodized and withdrawal weighted (WW) transducer. Though some attempts have been made to use twoapodized IDTs in a common acoustic track, they were not successful [3].

A development of synthesis methods and accurate models taking into account second-order effects and an application of new layout structures allow to realize SAW filters with SF about 1.1. This value is usually considered as the practical limit for transversal SAW filters. In the present paper the transversal SAW filters with improved SF (about 1.05-1.1) have been developed based on multi-harmonic (MH) transducer. In our opinion, such structures provide the advanced possibilities for both in-line and MSC filters.

The improvement of SF and rejection level has been also demonstrated for in-line filters with so-called withdrawal weighted transducer with isolated sections (WW-IS). It is shown that such IDT provides more accurate approximation of specified frequency responses.

Saw filter что это

C ONCLUSION

I N- L INE F ILTERS

F ILTER D ESIGN AND M ODELING

ПАВ — маленькие фильтры большого спектра

SAW filters with very high shape factor

M SC F ILTER

Фильтры на ПАВ (Общий каталог)

I NTRODUCTION

Общие рекомендации по Фильтрам на ПАВ

Рекомендации для ручной пайки Фильтров в SMD – корпусах.

Рекомендации для ручной пайки ПАВ-фильтра в корпусе с выводами (например — МСШ-4-04).

Рекомендации для автоматической пайки