Igbt драйвер что это

Обновлено: 07.01.2025

Поведение IGBT в динамических режимах в первую очередь зависит от значения емкостей затвора, а также внутреннего и внешнего импеданса цепи управления.

Рис. 1. Паразитные емкости IGBT

На рисунке 1 показаны основные паразитные емкости переходов, нормируемые в технических характеристиках:

Емкости затвора не изменяются с температурой, а их зависимость от напряжения «коллектор-эмиттер» становится более выраженной при снижении значения V_CE. Заряд затвора Q_G, определяемый значениями C_GC и C_GE, является ключевым параметром при расчете мощности, рассеиваемой схемой управления.

Поведение IGBT при его открывании полностью определяется характеристикой заряда затвора. Упрощенные эпюры напряжения «затвор-эмиттер» V_GE, тока затвора I_G, тока коллектора I_C и напряжения «коллектор-эмиттер» V_CE в процессе перехода транзистора в насыщенное состояние представлены на рисунке 2.

Рис. 2. Упрощенные эпюры процесса включения IGBT

Процесс включения IGBT условно можно разделить на три этапа, которые связаны с первичным зарядом входной емкости C_GE, зарядом емкости Миллера C_GС и, наконец, полным зарядом C_GE, идущим до насыщения транзистора.

Рассмотрим более подробно процесс включения транзистора, эпюры которого представлены на рисунке 2. На отрезке времени t₀ происходит начальный заряд входной емкости затвора C_GE. Для упрощения будем считать, что заряд производится постоянным током, поэтому данному этапу соответствует первый линейный участок нарастания напряжения V_GE, который продолжается до момента времени t₁. В этой точке напряжение затвора достигает порогового значения отпирания транзистора V_GE(th). В зависимости от свойств транзистора и импеданса цепи управления, ток затвора I_G на данном участке может достигать значения в несколько десятков Ампер. Поскольку до точки t₁ напряжение затвора находится ниже порога отпирания, отсутствует ток коллектора I_C, а напряжение «коллектор-эмиттер» V_CЕ остается равным напряжению питания V_CC.

Как только сигнал управления становится выше порогового значения, начинается включение IGBT, характеризующееся ростом тока коллектора до значения, ограничиваемого нагрузкой (I_Cload). Сказанное справедливо при использовании идеального оппозитного диода, в реальных схемах амплитуда тока в момент включения несколько превышает величину I_Cload. Причиной этого является процесс обратного восстановления диода, в результате чего ток восстановления Irr добавляется к I_C на время перехода диода в непроводящее состояние. Именно поэтому напряжение V_CE на отрезке времени t₁ остается на прежнем уровне.

Далее сигнал управления затвором достигает величины V_GE(pl), носящей название «плато Миллера», она поддерживается в течение промежутков времени t₂ и t₃. На этом же этапе после полного выключения оппозитного диода начинается спад напряжения коллектора V_CE, скорость которого dV_CE/dt во время t₂ достаточно высока. Она снижается на промежутке t₃, в течение которого транзистор переходит в насыщенное состояние. Все это время в соответствии с графиком, приведенным на рисунке 1b, емкость Миллера C_CG возрастает и заряжается частью тока затвора I_GС, что и обусловливает стабилизацию сигнала управления затвором на уровне V_GE(pl).

При выключении транзистора описанные процессы происходят в обратном порядке.

Измерение характеристик затвора

На рисунке 3а показана схема, которая может быть использована для измерения заряда затвора. Включение и выключение IGBT производится от источника стабилизированного тока +I_G/-I_G.

Рис. 3. а) схема измерения заряда затвора, b) типовая характеристика затвора V_GE = f(t) « V_GE = f(Q_G), c) экстраполяция характеристики

Если в спецификации транзистора приводится только положительная область характеристики, то суммарное значение Q_G может быть определено с помощью экстраполяции, как показано на рисунке 3с. Светло-зеленый прямоугольник представляет собой квадрант величин, нормированных в технических характеристиках. С помощью параллельного переноса этой зоны вдоль графика Q_G до значения V_G(off) можно получить характеристику, расположенную в 1 и 3 квадрантах.

Заряд затвора Q_G можно также определить расчетным способом на основании величины входной емкости Ciss:

Ток затвора и выходная мощность драйвера

Мощность, необходимая драйверу для коммутации IGBT, является функцией частоты коммутации fsw и энергии E, необходимой для заряда и разряда емкостей затвора. Таким образом, выходная мощность схемы управления изолированным затвором P_GD(out) определяется по следующей формуле: P_GD(out) = E × fsw.

Еще одним важным параметром является величина тока затвора I_G, которого должно быть достаточно для коммутации упомянутых выше емкостей и, следовательно, для переключения IGBT. На рисунке 4 показано, как распределяется ток управления затвором IGBT I_G между его входными емкостями C_GE и C_GC.

Рис. 4. Емкости и токи затвора

Минимальная величина I_G может быть рассчитана следующим образом: I_G=I_GE + I_GC = Q_G × fsw.

В свою очередь пиковое значение тока затвора I_Gpeak, определяющее скорость перезаряда Q_G, непосредственно влияет и на скорость переключения IGBT. При увеличении значения I_Gpeak сокращается время включения t_on и выключения t_off и соответственно уменьшаются коммутационное потери. Это неизбежно влияет и на другие важные динамические свойства IGBT, например, на величину коммутационного всплеска напряжения при выключении, зависящего от скорости спада тока di/dt. С этой точки зрения повышение скорости коммутации является в большей степени негативным фактором, снижающим надежность работы устройства.

Максимально допустимое значение выходного тока, как и минимальная величина R_G, как правило, указывается в спецификации драйвера. Необходимо учесть, что несоблюдение требований по ограничению предельной величины I_Gpeak может привести к выходу схемы управления из строя.

Выбор драйвера

При выборе устройства управления затвором IGBT необходимо принимать во внимание следующие требования:

справочное значение среднего тока драйвера I_Gav должно быть выше расчетного значения, а максимально допустимая величина его пикового тока I_Gpeak должна быть равной или превышать реальное значение, ограниченное импедансом цепи управления;
выходная емкость схемы управления (емкость, установленная по питанию выходного каскада) должна быть способной запасать заряд (Q_C = C × U), необходимый для коммутации IGBT;

С помощью приведенных выше формул и выражений разработчик может определить все необходимые параметры схемы управления затвором. Для автоматизации этого процесса специалисты компании SEMIKRON разработали простую программу DriverSEL, позволяющую определить все необходимые параметры и произвести выбор соответствующего драйвера.

На рисунке 5 показано рабочее окно программы DriverSel, состоящее из трех фрагментов: меню ввода данных, результаты расчетов и типы драйверов, рекомендуемые SEMIKRON для заданных режимов работы.

Рис. 5. Рабочее окно программы DriverSel

Для расчета DriverSel необходима следующая информация:

1. тип модуля (в данном случае SEMiX 653GD176HDc), при этом программа получает из базы данных информацию о заряде затвора QG, рабочем напряжении и конфигурации модуля;

4. номинал резистора затвора.

Если выбрать режим «User Defined Module Parameters» (параметры модуля, определяемые пользователем), то появится дополнительное меню, состоящее из трех окон:

Для корректной работы DriverSel, требуется указать два значения заряда затвора: для напряжения открывания транзистора +15 В и напряжения запирания -8 В.

Величина резистора затвора R_G необходима для вычисления пикового тока управления. На основании полученных данных программа будет выбирать драйвер с соответствующим значением предельного тока. Если номиналы резисторов для режимов включения и выключения R_Gon/R_Goff различаются, то нужно использовать минимальное значение. Если величина резистора неизвестна, можно задать величину 10 Ом, при этом необходимо учесть, что рекомендуемое минимальное значение R_Gmin будет показано в результатах расчетов.

Введя требуемые данные, Вы получите в результате рекомендации «Suggestion for SEMIKRON IGBT driver» в виде, представленном в нижней части рисунка 2:

Программа выдает замечание «A suitable driver could not be found», если для заданных условий корректно выбрать устройство управления невозможно. Это может быть в случае, если суммарный заряд затвора оказывается недопустимо большим (большое количество параллельно соединенных модулей), слишком велика частота коммутации или указанный резистор затвора меньше минимально возможного значения.

Литература

2. Application Manual Power Modules, SEMIKRON International

3. M. Hermwille, «Plug and Play IGBT Driver Cores for Converters», Power Electronics Europe Issue 2, pp. 10-12, 2006

5. P. Bhosale, M. Hermwille, «Connection of Gate Drivers to IGBT and Controller», Application Note AN-7002, SEMIKRON

7. M. Hermwille, IGBT Driver Calculation, Application Note AN-7004, SEMIKRON

Новый цифровой драйвер IGBT

Компания Semikron представила новое поколение устройств управления затвором IGBT. Драйвер SKYPER® 52, созданный на основе цифрового сигнального процессора, позволяет осуществлять передачу изолированных сигналов управления и сенсорных сигналов, а также индивидуальную настройку схемы защиты. Применение драйвера SKYPER® 52 дает возможность упростить и удешевить процесс разработки мощных преобразовательных устройств и повысить надежность работы всей системы.

Цифровой драйвер SKYPER® 52 предназначен для управления IGBT с рабочим напряжением 1200 и 1700 В. При мощности 9 Вт на канал и выходном пиковом токе до 50 А он способен работать с параллельным соединением модулей, общий ток коллектора которых составляет 9000 А. Кроме того SKYPER® 52 пригоден для высокочастотных применений, где требуется мощная схема управления, способная работать на частотах до 100 кГц. Напряжение изоляции драйвера составляет 4 кВ, а напряжение выключения затвора -15 В. Уровень входных сигналов 3,3 и 5 В (LVDS стандарт) дает возможность подключать SKYPER® 52 непосредственно к выходу микроконтроллера.

На сегодня драйвер IGBT-транзисторов — это законченный узел со сложившимся перечнем функций. Помимо основной функции — гальванически развязанной передачи логического сигнала управления в сигнал управления затвором транзистора, — драйвер выполняет и защитные функции. При этом практически все драйверы всех производителей содержат одинаковые виды защиты, список которых представлен в таблице.

Тип защиты

Аварийная ситуация

Защита (функция)

По сквозному току

Сбой цепей управления

Блокировка одновременного включения

Наложение открытых состояний ключей полумоста

Формирование «мертвого времени»
на переключение

Перенапряжение цепи управления затвором

Защита перехода затвор-эмиттер

Коммутационные импульсы напряжения в нагрузке

Защита перехода коллектор-эмиттер

Выход транзистора из ключевого режима

Защита по недонапряжению затвора

Превышение предельнодопустимого тока транзистора

Защита по ненасыщению

Указанный в таблице перечень функций достаточен для практически гарантированной защиты транзистора от выхода из строя при аварийных ситуациях. Реже встречаются и другие защиты, например по температуре, по входному напряжению питания, по максимальной частоте управления и т. п. Однако эти виды защиты понятны, универсальны, и говорить о них именно в контексте драйвера нецелесообразно. К тому же, разумеется, не все драйверы содержат все указанные в таблице функции, но для относительно мощных драйверов данный перечень фактически неизменен. Примером драйвера со всеми представленными защитами служит ДР2180П-Б3 (функциональный аналог 2SP0320T от Power Integration), чья структурная схема приведена на рис. 1.

Рис. 1. Структурная схема драйвера

Ниже будут рассмотрены все эти функции по отдельности, причем безотносительно конкретно указанного драйвера, а именно как отдельные функционально законченные структуры.

Блокировка одновременного включения

Блокировка одновременного включения необходима для предотвращения сквозного тока короткого замыкания при одновременном открытии транзисторов полумоста. Пример работы защиты приведен на рис. 2. Как видно, фактически логика работы этой защиты представляет собой 2И-НЕ. Встречаются и другие алгоритмы, например, в последнем поколении драйверов Power Integration при наличии «лог. 1» на обоих входах управления открывается только один ключ, второй закрыт. Таким образом, один из входов является разрешающим, что удобно для формирования двух противофазных сигналов из одного управляющего меандра, но собственно полная блокировка полумоста при этом отсутствует. Также блокировка одновременного включения не используется в отдельных схемах, например при управлении косым мостом от одного двухканального драйвера.

Рис. 2. Блокировка одновременного включения

Формирование «мертвого времени» на переключение

«Мертвое время» на переключение необходимо, чтобы избежать наложения открытых состояний ключей при их переключении и сформировать задержку на обратные токи диодов. При малом «мертвом времени», а тем более при его отсутствии, неизбежны кратковременные импульсы сквозного тока на каждом переключении, что как минимум приводит к необязательным тепловым потерям, а как максимум — к выходу из строя. Как правило, «мертвое время» формируется введением задержки по переднему фронту управляющего сигнала и отсутствием задержки на заднем фронте. В результате выходной сигнал отстает на включении, что продемонстрировано на рис. 3. Поскольку такое отставание формируется для обоих каналов, в итоге на выходах (рис. 4) возникают импульсы с паузами, что и является «мертвым временем».

Рис. 3. Принцип формирования «мертвого времени»

Рис. 4. «Мертвое время» на выходах драйвера

Защита от недонапряжения затвор-эмиттер

Защита от недонапряжения в затворе обязательно вводится даже для маломощных драйверов, в том числе для всех драйверных микросхем. Причина тому — неизбежность низкого напряжения управления даже при штатной работе драйвера при его включении и выключении, то есть в режимах пониженного напряжения питания. И хотя эти переходные процессы относительно коротки (не более десятков миллисекунд), при наличии силового напряжения питания даже такое время работы транзистора в «линейном» режиме практически наверняка приведет к его тепловому пробою по причине выхода транзистора из ключевого режима из-за смещения рабочей точки вниз по его ВАХ. Пример работы защиты приведен на рис. 5.

Рис. 5. Срабатывание защиты от недонапряжения

Существуют схемы, в которых специально используется режим работы при пониженном напряжении управления, например с целью снижения тока КЗ. В драйверах таких схем защита от недонапряжения либо отсутствует, либо смещена по порогу. Но это редкость. В обычном драйвере пороги включения/выключения защиты всегда составляют 9–11 В/10–12 В. Такой диапазон напряжения объясняется все той же ВАХ практически любого IGBT- или MOSFET-транзистора. Гистерезис же необходим во избежание относительно высокочастотной модуляции сигнала управления защитой при перегрузке выхода DC/DC-преобразователя драйвера.

Защита от перенапряжения коллектор-эмиттер

Назначение этой защиты объяснять излишне, а вот принцип работы active clamping не всегда понятен. На самом деле принцип работы защиты довольно прост: в простейшем случае между коллектором и затвором силового транзистора устанавливается цепочка ограничителей на необходимое напряжение ограничения (рис. 1). При выключении транзистора выброс напряжения приводит к отпиранию ограничителей и напряжение с коллектора поступает в затвор, в результате транзистор снова «приоткрывается», как следствие, сопротивление коллектор-эмиттер уменьшается, выброс напряжения «нагружается» и его амплитуда падает. Далее напряжение в затворе снова уменьшается, снова амплитуда выброса увеличивается, снова напряжение с коллектора отпирает затвор и т. д. Таким образом и осуществляется активное ограничение напряжения на коллекторе, то есть защита от перенапряжения коллектор-эмиттер. Примеры выключения с транзистора с отключенной и подключенной защитой приведены на рис. 6, 7.

Рис. 6. Сигнал при отсутствующей защите от перенапряжения

Рис. 7. Сигнал при срабатывании защиты от перенапряжения

Следует отметить, что данная защита используется далеко не во всех драйверах и больше характерна для драйверов Plug-n-play, в частности все того же Power Integration. Причина тому следующая: нет принципиальных преимуществ такой защиты относительно простого Z-снаббера в цепи коллектор-эмиттер, зато есть целый перечень возможных проблем — слишком долгая работа транзистора в активном режиме; возбуждение схемы при наличии КЗ в нагрузке; сквозной ток из-за того, что транзистор не успел выключиться до включения второго транзистора полумоста; перегрузка выхода драйвера (так как, по определению, в выход поступает положительное напряжение при установлении отрицательного напряжения) и т. п. Но тем не менее при корректном использовании данной защиты она может оказаться наиболее эффективным решением проблемы перенапряжения.

Защита по ненасыщению

Защита по ненасыщению предназначена для аварийного выключения силового транзистора при его выходе из режима насыщения в результате недопустимого тока в нагрузке (обычно из-за КЗ). Принцип работы защиты основан на том, что драйвер контролирует падение напряжения на переходе коллектор-эмиттер в периоды отпирающего сигнала на затворе. Если падение напряжения превышает установленный порог, драйвер снимает отпирающий сигнал управления и переходит в аварийный режим работы (выдача статусного сигнала аварии, формирование блокировки управления, перезапуск и т. п.). Таким образом, драйвер не допускает работу транзистора при токе КЗ больше допустимого времени (как правило, задержка срабатывания защиты составляет 1–10 мкс) и его выход из строя. Пример срабатывания защиты по ненасыщению приведен на рис. 8.

Рис. 8. Срабатывание защиты по ненасыщению

Нередко разработчик преобразователя категорически неправильно понимает назначение данной защиты. Защита по ненасыщению не предотвратит выход из строя транзистора по причине токовой перегрузки, а срабатывание защиты при штатной работе преобразователя недопустимо. Первое объясняется тем, что падение напряжения на транзисторе очень нелинейно в зависимости от тока. Например, транзистор на ток 100 А: при 10 А у него будет падение порядка 2 В, при 100 А — порядка 2,5 В, при 200 А (уже недопустимая, двукратная перегрузка) — порядка 3 В, а защита сработает только при 10 В (типовое напряжение срабатывания), а это уже ток порядка 500 А. Потому фактически это лишь защита от КЗ: от превышения максимального тока преобразователя она не защищает и в принципе защитить не может. Исходя из этого объясняется второе: ни в каких штатных режимах работы преобразователя защита по ненасыщению срабатывать не должна; это именно аварийная защита.

Плавное выключение

Плавное выключение, как правило, сопутствует защите по ненасыщению и предназначено для уменьшения индуктивного выброса на выключении при разрывании тока КЗ в момент аварийного отключения транзистора при срабатывании защиты по ненасыщению. Принцип защиты основан на имитации увеличения сопротивления затворного резистора путем уменьшения импульсного тока драйвера и тем самым увеличения выходного сопротивления драйвера. Как следствие, транзистор выключается значительно медленнее, что позволяет избежать индуктивного выброса на выключении. И поскольку индуктивный выброс особенно опасен при больших токах (тем более ток КЗ), то и плавное выключение формируется именно при срабатывании защиты по ненасыщению. Примеры выключения транзистора при наличии плавного выключения и при его отсутствии (на одном и том же коммутируемом токе) приведены на рис. 9, 10.

Рис. 9. Сигнал при отсутствующем плавном выключении

Рис. 10. Сигнал при наличии плавного выключения

Нередко, если говорить о маломощных драйверах, плавное выключение при срабатывании защиты по ненасыщению не используется, что объясняется относительно малыми токами КЗ и, соответственно, относительно неопасным обратным выбросом при КЗ. Однако лучше все же предусмотреть плавное выключение и на малых мощностях, лишним оно точно не будет.

Заключение

На производственных мощностях АО «Ангстрем» в настоящее время серийно выпускается широкий ассортимент силовой электроники, отличающийся очень высокой надежностью и достаточно высокими характеристиками электронных компонентов. Выпускаемая «Ангстремом» на существующем технологическом уровне силовая ЭКБ удовлетворяет самым высоким требованиям функциональности, надежности, температурной и радиационной стойкости при конкурентоспособной цене. Переход на более современные «тонкие» топологические нормы при высоких напряжениях ограничен требованиями диэлектрической проницаемости и в данном случае не оправдан.

Уже длительное время АО «Ангстрем» ведет разработку и производство широкой линейки IGBT и MOSFET полупроводниковых приборов, силовых модулей, в том числе интеллектуальных. Функциональная совместимость, а зачастую и совместимость pin-to-pin с импортными аналогами, дают возможность заменить импортную ЭКБ на отечественную без потери наиболее важных характеристик. Также предприятие создает изделия более сложного уровня — блоки управления, или драйверы.

Драйверное ядро

Для ряда драйверов с гальванической трансформаторной развязкой разработан и освоен выпуск комплекта микросхем драйверного ядра — АМ2101 и АМ2114. Драйверное ядро собственного производства в компактных корпусах SO-16 позволило достичь минимальных в России размеров драйверов при сохранении надежности на уровне изделий специального применения.

Функциональные возможности драйверного ядра:

контроль напряжения насыщения на коллекторе управляемого IGBT-транзистора;
регулировка порога защитного отключения по напряжению насыщения;
блокировка управления при аварии;
сигнализация о наличии аварийного режима;
блокировка одновременного включения верхнего и нижнего плеча полумоста;
контроль напряжений питания драйвера на входе, а также на выходе DC/DC-преобразователя;
регулировка времени блокировки управляемого транзистора.

Контроль напряжения питания в драйверном ядре

Как первичная АМ2101, так и вторичная АМ2114 сторона каналов драйвера оснащена схемой обнаружения недопустимого снижения напряжения питания. В случае обнаружения недопустимого снижения напряжения на первичной стороне на затворы силовых полупроводников подается отрицательное напряжение для их перевода в запертое состояние (драйвер блокируется), а на обоих выходах SO1 и SO2 сигнализируется наличие отказа вплоть до его устранения. В случае недопустимого снижения напряжения на вторичной стороне запирание полупроводника подачей отрицательного напряжения на затвор, блокировка драйвера и сигнализация отказа на выводе SOx выполняются только в том канале, в котором обнаружен данный вид повреждения. Выход SOx автоматически сбрасывается (возвращается в высокоимпедансное состояние) по истечении выдержки времени блокирования. На рис. 1 приведена структурная схема драйверного ядра в модуле управления полумостом.

Рис. 1. Структурная схема драйверного ядра в модуле управления полумостом

Драйверы ДР 8/1700 и 2629КР014

Двухканальные драйверы общего назначения ДР 8/1700 и 2629КР014 предназначены для управления двумя IGBT-транзисторами малой и средней мощности. Драйверы имеют одинаковую электрическую схему, одинаковые характеристики и различаются только конструктивным исполнением. Есть возможность выполнения в нескольких вариантах, в зависимости от способа крепления.

Драйвер ДР 8/1700 разработан для использования в изделиях с ограничениями по размеру, — его габариты всего 45×34,3×16 мм, что является самым компактным решением для промышленных применений в России.

Драйвер 2629КР014 выполнен в металлическом корпусе, в котором для отвода тепла от элементов схемы используется заливочный компаунд низкой вязкости, отличающийся высокой теплопроводностью, диэлектрическими свойствами, влагостойкостью, вибро- и ударопоглощением. Он имеет несколько большие габариты — 56×76×13 мм.

Рис. 2. Драйвер ДР 8/1700

Оба драйвера поддерживают возможность управления параллельно включенными транзисторами, поддерживают многоуровневые топологии, могут быть использованы в оборудовании с очень ограниченным монтажным пространством. Они способны управлять любыми IGBT-модулями мощностью до 600 А/1200 В или 450 А/1700 В. На рис. 2 приведены фотографии драйвера ДР 8/1700, на рис. 3 — фотографии драйвера 2629КР014.

Рис. 3. Драйвер 2629КР014

Характеристики драйверов ДР 8/1700 и 2629КР014:

номинальное напряжение питания: (15 ±0,5) В;
ток потребления (f = 0 Гц): ≤ 38 мА;
ток потребления, полная нагрузка: ≤ 210 мА;
выходная мощность на канал: ≥ 1 Вт;
напряжение затвора: +15/–8 В;
пиковый выходной ток: –8…+8 А;
максимальная рабочая частота (без нагрузки): 50 кГц;
время задержки включения сигнала между входом и выходом: ≤ 90 нс;
время задержки выключения сигнала между входом и выходом: ≤ 80 нс;
время нарастания выходного сигнала: ≤ 60 нс;
время спада выходного сигнала: ≤ 60 нс;
рабочий диапазон температур: –40…+85 °C;
габариты драйвера ДР 8/1700: 45×34,3×16 мм;
габариты драйвера 2629КР014: 56×76×13 мм.

В драйверах ДР 8/1700 и 2629КР014 реализованы все функциональные возможности драйверного ядра. Для питания схемы управления затвором изолированным напряжением драйверы оснащены DC/DC-преобразователем и используют питание стабилизированным напряжением. Изоляция всех трансформаторов (DC/DC- и сигнальные трансформаторы) между первичной и вторичной сторонами имеет класс защиты II EN 50178.

Драйвер 9016ВС01

Двухканальный драйвер 9016ВС01 (рис. 4) выполнен на базе того же драйверного ядра из комплекта микросхем АМ2101 и АМ2114. Он предназначен для управления силовыми транзисторами типа IGBT и MOSFET средней и большой мощности, мощностью до 2500 А/1200 В и 2000 А/1700 В. Конструктивно драйвер выполнен в металлическом корпусе с крепежными отверстиями для печатной платы. Для отвода тепла от элементов схемы драйвера так же, как и в драйвере 2629КР014, предусмотрен заливочный компаунд низкой вязкости. Драйверы используют все функциональные возможности драйверного ядра и прошли весь цикл испытаний на надежность и стойкость к неблагоприятным факторам среды.

Рис. 4. Драйвер 9016ВС01

напряжение питания: (15 ±1) В;
ток потребления, при F_IN = 100 кГц: 200 мА;
максимальная выходная мощность на канал: 4 Вт;
напряжение затвора: +15/–8 В;
пиковый выходной ток (ток затвора): –35…+35 А;
максимальная частота управляющего сигнала F_IN: до 100 кГц;
температурный диапазон: –40…+85 °С;
размеры: 76×56×10 мм.

Конструктивно драйвер 9016ВС01 (рис. 4) состоит из одной АМ2101, двух АМ2114, шести n-МОП-транзисторов 2ПЕ213А92 и гальванической развязки в виде одного силового и двух сигнальных трансформаторов на ферритовых кольцевых сердечниках. Драйвер выполнен на многослойной печатной плате с внешними штыревыми выводами и имеет металлический корпус.

Одноканальные драйверы 2629КР025 и 2629КР035

Одноканальные драйверы 2629КР025 и 2629КР035 построены также с использованием модифицированного драйверного ядра — кристаллов микросхем АМ2101М и АМ2114М (драйвер 2629КР025) и АМ2114М1 (драйвер 2629КР035). Структурная схема модифицированного одноканального драйверного ядра приведена на рис. 5.

Рис. 5. Структурная схема одноканального драйверного ядра.

Основные характеристики одноканальных драйверов:

напряжение питания V_CC: (15 ±0,5) В;
напряжение затвора: +15/–8 В;
пиковый выходной ток (ток затвора) 2629КР025: –2…+2 А;
пиковый выходной ток (ток затвора) 2629КР035: –0,5…+0,5 А;
максимальная частота управляющего сигнала F_IN: до 50 кГц;
температурный диапазон: –60…+125 °С;
тип корпуса: металлокерамический Н14.42-1В;
габариты корпуса: 12×12×2,9 мм;
масса микросхемы: 5 г.

На рис. 6 приведена фотография драйвера 2629КР025.

Рис. 6. Драйверы 2629КР025

Заключение

АО «Ангстрем» располагает полным циклом выпуска микроэлектронной продукции: разработка топологии, выпуск пластин, сборка микросхем и транзисторов в корпусе, тестирование. Наличие данной возможности обеспечивает полный контроль над поставкой конечных изделий, что критически важно для специальных и промышленных применений. Кроме того, это позволяет выполнить разработку управляющих схем любой сложности и функциональности под задачи конкретного заказчика. В качестве таких заказчиков уже выступили Минпромторг, Министерство обороны РФ, Росатом и ряд других крупных государственных министерств. Накоплен большой опыт разработки, а также широкий спектр уже готовых решений, которые могут стать основой для модификации существующих разработок под задачи конкретного заказчика. Это открывает возможность оптимизации изделий даже для коммерческих компаний, работающих в ответственных областях энергетики, промышленности, транспорта, в условиях Арктики и космоса. Кроме того, АО «Ангстрем» разрабатывает комплексные решения на базе собственных разработок, оптимизированных по своим параметрам. Например, описанные выше драйверы создавались в едином комплексе с IGBT- и MOSFET-модулями собственного производства.

Любому разработчику электроники знаком термин «драйвер». В силовой электронике так называют микросхему или устройство, управляющее полупроводниковым модулем (MOSFET, IGBT, тиристор и т.д.) и выполняющее защитные и сервисные функции. Главной задачей, решаемой схемой управления затвором, является согласование уровней импульсов, вырабатываемых контроллером, с сигналами управления входами силовых ключей. В статье рассматриваются базовые принципы управления изолированным затвором, даются рекомендации по расчету характеристик и выбору устройств управления.

Характеристика затвора и динамические свойства IGBT

Драйвер изолированного затвора MOSFET/IGBT, как связующее звено между контроллером и силовым каскадом, является одним из ключевых компонентов преобразовательного устройства. Характеристики схемы управления во многом определяют параметры самого преобразователя - величину статических и динамических потерь, скорость переключения, уровень электромагнитных помех. С этой точки зрения расчету режимов управления и выбору драйвера следует уделять самое пристальное внимание.

Рис. 1. Паразитные емкости IGBT

На рисунке 1 показаны основные паразитные емкости переходов, нормируемые в технических характеристиках:

CGE - емкость «затвор - эмиттер»;

CCE - емкость «коллектор - эмиттер»;

CGC - емкость «затвор - коллектор» (или емкость Миллера).

Емкости затвора не изменяются с температурой, а их зависимость от напряжения «коллектор-эмиттер» становится более выраженной при снижении значения VCE. Заряд затвора QG, определяемый значениями CGC и CGE, является ключевым параметром при расчете мощности, рассеиваемой схемой управления.

Поведение IGBT при его открывании полностью определяется характеристикой заряда затвора. Упрощенные эпюры напряжения «затвор-эмиттер» VGE, тока затвора IG, тока коллектора IC и напряжения «коллектор-эмиттер» VCE в процессе перехода транзистора в насыщенное состояние представлены на рисунке 2.

Рис. 2. Упрощенные эпюры процесса включения IGBT

Процесс включения IGBT условно можно разделить на три этапа, которые связаны с первичным зарядом входной емкости CGE, зарядом емкости Миллера CGС и, наконец, полным зарядом CGE, идущим до насыщения транзистора.

Рассмотрим более подробно процесс включения транзистора, эпюры которого представлены на рисунке 2. На отрезке времени t0 происходит начальный заряд входной емкости затвора CGE. Для упрощения будем считать, что заряд производится постоянным током, поэтому данному этапу соответствует первый линейный участок нарастания напряжения VGE, который продолжается до момента времени t1. В этой точке напряжение затвора достигает порогового значения отпирания транзистора VGE(th). В зависимости от свойств транзистора и импеданса цепи управления, ток затвора IG на данном участке может достигать значения в несколько десятков Ампер. Поскольку до точки t1 напряжение затвора находится ниже порога отпирания, отсутствует ток коллектора IC, а напряжение «коллектор-эмиттер» VCЕ остается равным напряжению питания VCC.

Как только сигнал управления становится выше порогового значения, начинается включение IGBT, характеризующееся ростом тока коллектора до значения, ограничиваемого нагрузкой (ICload). Сказанное справедливо при использовании идеального оппозитного диода, в реальных схемах амплитуда тока в момент включения несколько превышает величину ICload. Причиной этого является процесс обратного восстановления диода, в результате чего ток восстановления Irr добавляется к IC на время перехода диода в непроводящее состояние. Именно поэтому напряжение VCE на отрезке времени t1 остается на прежнем уровне.

Далее сигнал управления затвором достигает величины VGE(pl), носящей название «плато Миллера», она поддерживается в течение промежутков времени t2 и t3. На этом же этапе после полного выключения оппозитного диода начинается спад напряжения коллектора VCE, скорость которого dVCE/dt во время t2 достаточно высока. Она снижается на промежутке t3, в течение которого транзистор переходит в насыщенное состояние. Все это время в соответствии с графиком, приведенным на рисунке 1b, емкость Миллера CCG возрастает и заряжается частью тока затвора IGС, что и обусловливает стабилизацию сигнала управления затвором на уровне VGE(pl).

В начале временного отрезка t4 транзистор уже полностью включен, а емкость CCG - заряжена. Экспоненциально спадающий ток затвора продолжает поступать во входную емкость CGE, доводя напряжение на ней до максимального значения VGE(on), определяемого схемой управления. В конце данного этапа величина VCE достигает своего минимума, называемого напряжением насыщения VCEsat.

При выключении транзистора описанные процессы происходят в обратном порядке.

Измерение характеристик затвора

Рис. 3. а) схема измерения заряда затвора, b) типовая характеристика затвора VGE = f(t) « VGE = f(QG), c) экстраполяция характеристики

К транзистору прикладывается напряжение питания VCC, амплитуда импульса тока коллектора ICpulse ограничена величиной нагрузки RL. Поскольку ток затвора стабилен, напряжение VGE изменяется линейно на каждом временном участке, так же линейно, в соответствии с соотношением QG = IG × t идет накопление заряда. Вследствие этого, изменение напряжения на затворе оказывается эквивалентно характеристике затвора: VGE = f(t) « VGE = f(QG), как показано на рисунке 3b. Данный метод определения характеристики QG описан в документе IEC 60747-9, Ed.2: «Semiconductor Devices - discrete Devices - Part 9: Insulated-Gate Bipolar Transistors (IGBT).

Если в спецификации транзистора приводится только положительная область характеристики, то суммарное значение QG может быть определено с помощью экстраполяции, как показано на рисунке 3с. Светло-зеленый прямоугольник представляет собой квадрант величин, нормированных в технических характеристиках. С помощью параллельного переноса этой зоны вдоль графика QG до значения VG(off) можно получить характеристику, расположенную в 1 и 3 квадрантах.

Заряд затвора QG можно также определить расчетным способом на основании величины входной емкости Ciss:

QG = CG × (VG(on) - VG(off)), где CG = kC × Ciss

Коэффициент пересчета емкости затвора kC определяется в соответствии с выражением kC = QG(ds)/(Cies × (VG(on) - VG(off))),

где QG(ds) - номинальное значение заряда, нормируемое в спецификациях при заданных напряжениях управления VG(on)/VG(off).

Ток затвора и выходная мощность драйвера

Мощность, необходимая драйверу для коммутации IGBT, является функцией частоты коммутации fsw и энергии E, необходимой для заряда и разряда емкостей затвора. Таким образом, выходная мощность схемы управления изолированным затвором PGD(out) определяется по следующей формуле: PGD(out) = E × fsw.

В свою очередь величина Е зависит от значения заряда затвора QG и перепада управляющего напряжения dVG: E = QG × (VGon - VGoff). Отсюда результирующее выражение для определения мощности драйвера: PGD(out) = QG × (VGon - VGoff) × fsw.

Еще одним важным параметром является величина тока затвора IG, которого должно быть достаточно для коммутации упомянутых выше емкостей и, следовательно, для переключения IGBT. На рисунке 4 показано, как распределяется ток управления затвором IGBT IG между его входными емкостями CGE и CGC.

Рис. 4. Емкости и токи затвора

Минимальная величина IG может быть рассчитана следующим образом: IG=IGE + IGC = QG × fsw.

В свою очередь пиковое значение тока затвора IGpeak, определяющее скорость перезаряда QG, непосредственно влияет и на скорость переключения IGBT. При увеличении значения IGpeak сокращается время включения ton и выключения toff и соответственно уменьшаются коммутационное потери. Это неизбежно влияет и на другие важные динамические свойства IGBT, например, на величину коммутационного всплеска напряжения при выключении, зависящего от скорости спада тока di/dt. С этой точки зрения повышение скорости коммутации является в большей степени негативным фактором, снижающим надежность работы устройства.

Теоретическое пиковое значение тока затвора определяется по формуле IGpeak = (VG(on) - VG(off))/(RG + RG(int)), где RG(int) - внутренний импеданс цепи управления, включающий резистор, устанавливаемый внутри модуля IGBT. На практике амплитуда тока оказывается несколько меньше расчетного уровня из-за наличия распределенной индуктивности цепи управления.

Максимально допустимое значение выходного тока, как и минимальная величина RG, как правило, указывается в спецификации драйвера. Необходимо учесть, что несоблюдение требований по ограничению предельной величины IGpeak может привести к выходу схемы управления из строя.

Выбор драйвера

При выборе устройства управления затвором IGBT необходимо принимать во внимание следующие требования:

справочное значение среднего тока драйвера IGav должно быть выше расчетного значения, а максимально допустимая величина его пикового тока IGpeak должна быть равной или превышать реальное значение, ограниченное импедансом цепи управления;
выходная емкость схемы управления (емкость, установленная по питанию выходного каскада) должна быть способной запасать заряд (QC = C × U), необходимый для коммутации IGBT;

Рис. 5. Рабочее окно программы DriverSel

Для расчета DriverSel необходима следующая информация:

тип модуля (в данном случае SEMiX 653GD176HDc), при этом программа получает из базы данных информацию о заряде затвора QG, рабочем напряжении и конфигурации модуля;
количество параллельно соединенных модулей - это число позволяет определить суммарный заряд затвора, на основании чего производится расчет мощности, рассеиваемой драйвером;
рабочая частота fsw - информация, также необходимая для определения рассеиваемой мощности;
номинал резистора затвора.

Gate charge per module (заряд затвора модуля в мкКл);
Collector - Emitter Voltage (напряжение «коллектор - эмиттер»);
Number of switch per module (количество ключей в модуле: 1- одиночный ключ, 2- полумост, 6- 3-фазный мост, 7- 3-фазный мост с тормозным чоппером).

Величина резистора затвора RG необходима для вычисления пикового тока управления. На основании полученных данных программа будет выбирать драйвер с соответствующим значением предельного тока. Если номиналы резисторов для режимов включения и выключения RGon/RGoff различаются, то нужно использовать минимальное значение. Если величина резистора неизвестна, можно задать величину 10 Ом, при этом необходимо учесть, что рекомендуемое минимальное значение RGmin будет показано в результатах расчетов.

Number of Drivers- необходимое для данного модуля количество схем управления (например, три полумостовых драйвера для 3-фазного модуля);
IoutPEAK- пиковое значение выходного тока драйвера, определяемое по формуле IoutPEAK= VGE/RG;
IoutAVmax, RGmin, VS- справочные значения среднего тока, минимального резистора затвора и напряжения питания для драйвера данного типа.

Читайте также: