Что такое дифференциальный драйвер

Обновлено: 07.01.2025

2) транзистор в составе системы должен иметь возможность прямого управления от логической низковольтной части системы, обычно измеряемого относительно общей шины. Таким образом, напряжение низковольтной части должно иметь смещение относительно источника питания высоковольтной части системы, которое, в свою очередь, часто является двуполярным;

3) мощность, потребляемая схемой управления затвором, не должна существенно влиять на общую производительность системы коммутации.

Основной задачей драйвера для обеспечения указанных выше требований является преобразование уровней напряжения и согласование низковольтной части системы управления, имеющей, как правило, однополярное питание, и высоковольтной части, к которой часто приложено двуполярное напряжение с высоким потенциалом.

Второй задачей, решаемой с помощью специализированных драйверов, является обеспечение высоких значений токов затвора, переключающих силовые транзисторы. Дело в том, что высоковольтные силовые ключи, как правило, имеют значительные паразитные емкости, способные накапливать большие заряды в области затвора. Для полноценного переключения таких транзисторов этот заряд необходимо рассосать или накачать, что и обеспечивается с помощью больших выходных токов драйвера.

Кроме того, драйверы силовых ключей, в отличие от простых преобразователей уровня, снабжены множественными механизмами защиты как самого драйвера, так и управляемых ключей, что позволяет выполнять формирование выходных управляющих сигналов согласно определенным алгоритмам, чтобы предотвратить выход системы из строя в аварийной ситуации.

Интегральные драйверы, производимые компанией International Rectifier, предоставляют широкий набор функций, необходимых для управления силовыми MOSFET- или IGBT-ключами.

Типы драйверов компании IR

В зависимости от функциональной насыщенности и выполняемых функций, изделия компании International Rectifier можно разделить на несколько типов:

драйверы нижнего и драйверы верхнего ключа;
драйверы, совмещающие управление верхним и нижним ключом;
полумостовые драйверы;
трехфазные драйверы.

Познакомимся подробнее с типами драйверов и особенностями их применения.

В зависимости от базового включения силового транзистора в систему, он является верхним или нижним ключом. На рисунке 1 представлена схема, в которой силовой транзистор является верхним ключом. Если нагрузка включена между плюсом силовой шины и стоком силового транзистора, подключенного истоком к общей шине, то в такой схеме транзистор будет являться силовым нижним ключом.

Рис. 1. Пример схемы включения силового транзистора в качестве верхнего ключа

Компания International Rectifier выпускает такие драйверы в одноканальном и двуканальном исполнении, с различными значениями выходных токов (до 4 А) и вариантами конфигураций инвертированных входов. Перечень доступных микросхем представлен в таблице 1.

Таблица 1. Микросхемы драйверов верхнего/нижнего ключей

Следует отметить, что любой драйвер верхнего ключа может быть использован в качестве драйвера нижнего ключа, если применение доступных драйверов нижнего ключа не может обеспечить требуемых рабочих характеристик системы.

Драйверы полумостов

Механизм встроенного временного промежутка Dead-Time обеспечивает гарантированное закрытие одного силового ключа до момента начала открытия ключа в противоположном плече. Гарантией надежного закрытия противоположного транзистора является встроенная схема, контролирующая состояние ключей, и наличие схемы задержки, формирующей промежуток времени, в течение которого закрыты оба транзистора в плечах полумоста.

Большинство драйверов обоих типов имеет структуру, представленную на рисунке 2 на примере структурной схемы драйвера IRS2110.

Рис. 2. Внутренняя структурная схема драйвера IRS2110

Рис. 3. Типовые схемы включения полумостовых драйверов: без Dead-Time (а) и с Dead-Time (б)

Номенклатура полумостовых драйверов в портфеле IR очень широка. В следующих сводных таблицах 2 и 3 приводится информация о микросхемах, представляющих наибольший интерес для пользователя.

Таблица 2. Полумостовые драйверы без встроенной функции Dead-Time

Таблица 3. Полноценные полумостовые драйверы (с Dead-Time)

Трехфазные драйверы

Для управления электродвигателями часто применяются трехфазные системы электропривода. Естественно, такую систему управления силовыми транзисторами можно реализовать с помощью трех полумостовых драйверов. Но, при всей своей очевидности, данное решение получается довольно габаритным, различие значений некоторых параметров драйверов разных фаз может приводить к «перекосам» системы, снижению эффективности управления и понижению общего КПД системы.

Поэтому компания IR предлагает готовые решения данной задачи, реализованные в виде трехфазных драйверов. Наиболее интересным примером такого драйвера является микросхема IRS26302D, представленная на рисунке 4. Драйвер имеет семь выходных каналов, управляемых независимыми входами. Шесть каналов используются для построения самого трехфазного моста, а седьмой канал может применяться для реализации корректора коэффициента мощности (ККМ) или системы защиты и рекуперации.

Рис. 4. Типовая схема включения семиканального трехфазного драйвера

Естественно, одной этой микросхемой семейство трехфазных драйверов, производимых компанией IR, не исчерпывается. Более полный перечень микросхем с указанием их ключевых параметров приводится в таблице 4.

Таблица 4. Трехфазные драйверы и их ключевые параметры

Драйверы измерения тока

При использовании вышеуказанных интегральных драйверов остается открытым вопрос о контроле тока, потребляемого нагрузкой. Если интегральная микросхема драйвера имеет функцию контроля тока, то, как правило, она просто сообщает о возникновении неисправности, используя дополнительный выход сигнализации об ошибке, никак не расшифровывая причину ее возникновения. Одной из причин аварийной ситуации может быть перегрузка по току выходного каскада.

Для контроля тока, потребляемого нагрузкой, компания International Rectifier выпускает интегральные микросхемы, позволяющие реализовать данную функцию. На рисунке 5 приведены схемы контроля тока, потребляемого нагрузкой, на микросхеме, совмещенной с драйвером (а), и специализированной микросхеме измерения тока (б).

Рис. 5. Примеры включения драйверов, контролирующих ток в нагрузке

Расчет параметров цепи вольтодобавки (bootstrap)

Для стабильной работы любой коммутационной схемы важен правильный выбор необходимых элементов обвязки. Для драйверов верхнего плеча и любого типа драйверов полумостов одной из важнейших внешних цепей является цепь вольтодобавки, элементами которой являются диод и конденсатор. Эти два элемента обеспечивают разность напряжения «затвор-исток», необходимую для гарантированного открывания внешнего выходного транзистора. Расположенные локально развязывающие конденсаторы на силовых и слаботочных шинах питания позволяют в значительной степени уменьшить уровень излучаемых помех, компенсируя индуктивность проводников.

Выбор номинального рабочего напряжения конденсатора вольтодобавки C_boot должен основываться на максимальном значении напряжения питания микросхемы V_cc. Емкость конденсатора выбирается, исходя из следующих параметров:

требуемое напряжение для управления транзистором;
максимальный сквозной ток I_QBS для схем управления верхним ключом;
токи цепей смещения в пределах драйвера;
ток утечки «затвор-исток» I_QBS транзистора;
ток утечки самого конденсатора вольтодобавки.

Последнее условие актуально только для электролитических конденсаторов. При использовании конденсаторов других типов им можно пренебречь. Поэтому неэлектролитические конденсаторы более предпочтительны для применения в цепи вольтодобавки.

Минимальная емкость компенсационного конденсатора может быть вычислена по следующей формуле:

[1]

Диод вольтодобавки должен выдерживать максимальное напряжение, существующее на силовой шине. Например, такая ситуация возникает, когда верхний ключ открыт, и к диоду оказывается приложено все напряжение шины. Значение прямого тока через диод зависит от частоты переключения силового ключа, то есть, от частоты заряда затворной емкости. Например, для транзистора IRF450, работающего на частоте 100 кГц, ток через диод составит примерно 12 мА.

Ток утечки при повышенной температуре для этого диода является важным критерием в приложениях, где конденсатор должен поддерживать заряд в течение длительного времени. Поэтому необходимо, чтобы этот диод быстро восстанавливался с целью уменьшения заряда, попадающего обратно в цепь питания с конденсатора вольтодобавки.

Борьба с отрицательными выбросами в цепи Vs

При работе с мощной индуктивной нагрузкой (мощные электродвигатели), а также при недостаточно грамотной трассировке выходного каскада мощных систем, на выходе системы можно столкнуться с высокоамплитудными выбросами обратной полярности. Описанная ситуация продемонстрирована на рисунке 6.

Рис. 6. Появление на выходе выброса обратной полярности

Почему возникает такая ситуация и чем она может быть опасна? Рассмотрим случай работы системы на индуктивную нагрузку: когда открыт верхний ключ, через нагрузку протекает некоторый ток. При закрытии верхнего ключа вплоть до момента открытия нижнего (Dead-Time) ток в индуктивную нагрузку продолжает течь через диод нижнего транзистора, т.к. ток через индуктивность не может скачком упасть до нуля. Исток нижнего транзистора подключен к общей шине «земля», а поскольку ток течет от точки с большим потенциалом к точке с меньшим, то получается, что выброс напряжения на линии Vs имеет обратную полярность (эпюра напряжения на линии Vs приведена на рисунке 6). Этот обратный выброс через внутреннюю структуру драйвера начинает перезаряжать емкости микросхемы, что может привести к ложному отпиранию верхнего ключа. А исходя из алгоритма управления, по прошествии интервала времени Dead-Time будет открыт нижний транзистор. В этом случае возникнет сквозной ток через оба плеча системы, что наверняка приведет к выходу системы из строя, а возможно, и к возгоранию элементов устройства. Опасность выбросов отрицательного напряжения значительно возрастает с увеличением площади кристалла силового транзистора и повышением плотности тока, коммутируемого транзистором в течение короткого времени.

Интегральные микросхемы-драйверы компании International Rectifier гарантированно выдерживают отрицательные выбросы на шине Vs как минимум, до -5 В относительно общего провода. В случае, если выброс превышает указанное значение, выход управления верхнего ключа временно блокируется в текущем состоянии. Оставаясь в пределах максимально допустимых значений для Vs, эта ситуация не вызывает повреждений интегральной микросхемы, тем не менее, выходной буферный каскад не будет реагировать на изменения входного сигнала до тех пор, пока отрицательный выброс не завершится.

Для оценки устойчивости схемотехнического решения к таким экстремальным ситуациям, как короткое замыкание нагрузки или перегрузка по току (в обоих случаях отношение di/dt ® max), необходимо отслеживать поведение сигналов в двух точках:

Измерения следует проводить непосредственно на выводах микросхемы драйвера для того, чтобы были отражены все параметры соединений, включая паразитные воздействия линий связи и взаимного размещения, как указано на рисунке 7.

Рис. 7. Точки измерения критических параметров сигнала при возникновении отрицательных выбросов на шине Vs

Следующие мероприятия позволяют гарантировать стабильную работу системы, несмотря на воздействия импульсных помех.

1. Минимизация паразитных влияний:

а) использование коротких проводников максимально возможной толщины между ключами и драйвером, без петель и отклонений;

в) снижение индуктивности выводов электрорадиоэлементов за счет снижения высоты расположения их корпусов над поверхностью печатной платы;

г) размещение обоих ключей локализовано в «силовой» части в непосредственной близости от драйвера для максимального сокращения длины трасс.

2. Снижение воздействий на управляющую микросхему драйвера:

а) соединения цепей Vs и COM рекомендуется выполнять так, как изображено на рисунке 8;

Рис. 8. Рекомендуемая топология соединений драйвера и силовых ключей

б) минимизация паразитных параметров цепей управления затворами транзисторов путем использования коротких трасс типа «точка-точка»;

в) следует размещать управляющую микросхему драйвера как можно ближе к силовым ключам с целью минимизации длины трасс.

3. Улучшение развязки:

а) увеличение емкости конденсатора вольтодобавки до величины более 0,47 мкФ наряду с использованием как минимум одного конденсатора с низким эквивалентным последовательным сопротивлением (ЭПС). Это уменьшит степень перезарядки конденсатора в результате значительного повышения Vs при выбросе напряжения;

б) использование второго конденсатора с низким ЭПС в качестве фильтрующего в цепях Vs и COM. Так как этот конденсатор будет обеспечивать поддержку обоих выходных буферов и перезарядку конденсатора Сboot, то его емкость должна быть как минимум в 10 раз больше емкости конденсатора вольтодобавки;

в) если требуется включение резистора последовательно с диодом вольтодобавки, то необходимо убедиться, что напряжение шины VB не будет опускаться ниже значения общего провода COM, особенно в момент включения и максимальных значений частоты и скважности.

Следование приведенным рекомендациям позволяет значительно сократить уровень помех, возникающих в результате отрицательных выбросов напряжения. Однако, если уровень выбросов остается достаточно велик, то может оказаться необходимым снижение скорости нарастания выходного напряжения dV/dt.

Рис. 9. Область безопасной работы драйверов IR при появлении выбросов обратной полярности

Устойчивость к выбросам отрицательного напряжения является определяющим фактором при выборе управляющей микросхемы драйвера.

Заключение

Как следует из статьи, выбор драйвера для коммутации силовых MOSFET или IGBT не является трудной задачей. Достаточно определить требуемые энергетические показатели разрабатываемой системы и выбрать ее топологию. Следование указаниям по схемотехнике и топологии, приводимым в документации на микросхему и рекомендациях по применению, избавит от проблем, возникающих при работе системы. Современные интегральные драйверы компании International Rectifier 5-го поколения имеют защитные цепи и не подвержены выходу из строя при возникновении кратковременных выбросов отрицательного напряжения.

Широкая номенклатура изделий International Rectifier и их высокое качество позволяют построить надежную силовую систему любого уровня сложности с минимальными затратами как на этапе проектирования схемотехники, так и на этапе изготовления конечного устройства.

Основы: несимметричная и дифференциальная передачи сигналов

Во-первых, нам нужно изучить некоторые основы того, что означает несимметричная передача сигналов, прежде чем мы сможем перейти к дифференциальной передаче сигналов и ее характеристикам.

Несимметричная передача сигналов

Несимметричная передача сигналов – это простой и распространенный способ передачи электрического сигнала от отправителя к приемнику. Электрический сигнал передается с помощью напряжения (часто с помощью изменяющегося напряжения), которое измеряется относительно фиксированного потенциала, обычно узел 0 В, называемый «землей».

Один проводник переносит сигнал, и один проводник переносит общий опорный потенциал. Ток, связанный с сигналом, поступает от отправителя к приемнику и возвращается к источнику питания через соединение земли. Если передается несколько сигналов, схема потребует по одному проводнику для каждого сигнала плюс одно общее соединение земли; таким образом, например, 16 сигналов могут быть переданы с помощью 17 проводников.

Топология несимметричной передачи сигналов

Дифференциальная передача сигналов

Дифференциальная передача сигналов, являющаяся менее распространенной по сравнению с несимметричной передачей, использует два двухтактных сигнала напряжения для передачи одного информационного сигнала. Таким образом, один информационный сигнал требует пары проводников; первый переносит сигнал, а второй переносит инвертированный сигнал.

Обобщенные временные диаграммы несимметричной передачи сигналов и дифференциальной передачи сигналов

Приемник извлекает информацию, обнаруживая разность потенциалов между инвертированным и неинвертированным сигналами. Два сигнала напряжения «симметричны», что означает, что они имеют равную амплитуду и противоположную полярность относительно синфазного напряжения. Обратные токи, связанные с этими напряжениями, также сбалансированы и, таким образом, компенсируют друг друга; по этой причине можно сказать, что дифференциальные сигналы имеют (в идеале) нулевой ток через соединение земли.

При дифференциальной передаче сигналов отправитель и получатель необязательно должны иметь общую опорную точку земли. Однако использование дифференциальной передачи не означает, что различия потенциалов земли у отправителя и получателя не влияют на работу схемы.

Если передается несколько сигналов, то для каждого сигнала требуется два проводника, и часто необходимо или, по крайней мере, полезно включить соединение земли, даже если все сигналы являются дифференциальными. Так, например, для передачи 16 сигналов потребуется 33 проводника (для несимметричной передачи было необходимо 17). Это демонстрирует очевидный недостаток дифференциальной передачи сигналов.

Топология дифференциальной передачи сигналов

Преимущества дифференциальной передачи сигналов

Однако существуют важные преимущества дифференциальной передачи сигналов, которые могут более чем компенсировать увеличение количества проводников.

Нет обратного тока

Поскольку у нас (в идеале) нет обратного тока, опорная земля становится менее важной. Потенциалы земли у отправителя и получателя могут даже различаться или изменяться в пределах допустимого диапазона. Тем не менее, вы должны быть осторожны, потому что дифференциальная передача сигналов со связью по постоянному току (например, USB, RS-485, CAN) обычно требует общего потенциала земли, чтобы сигналы оставались в пределах максимально и минимально допустимого синфазного напряжения.

Устойчивость к внешним электромагнитным помехам и перекрестным помехам

Если электромагнитные помехи (ЭМП) или перекрестные помехи (т.е. электромагнитные помехи, создаваемые соседними сигналами) вводятся извне относительно дифференциальных проводников, то они равномерно добавляются к инвертированному и неинвертированному сигналам. Приемник реагирует на разность напряжений между двумя сигналами, а не на несимметричное (т.е. относительно земли) напряжение, и, таким образом, схема приемника значительно уменьшит амплитуду внешних и перекрестных помех.

Вот почему дифференциальная передача сигналов менее чувствительна к внешним электромагнитным помехам, перекрестным помехам или любым другим шумам, которые добавляются к обоим сигналам дифференциальной пары.

Уменьшение исходящих электромагнитных помех и перекрестных помех

Быстрые переходы, такие как нарастающий и спадающий фронты цифровых сигналов, могут генерировать значительные количества электромагнитных помех. И несимметричная передача сигналов, и дифференциальная передача сигналов генерируют электромагнитные помехи, но два сигнала в дифференциальной паре будут создавать электромагнитные поля, которые (в идеале) равны по амплитуде, но противоположны по полярности. Это в сочетании с технологиями, которые сохраняют маленькое расстояние между этими двумя проводниками (например, использование кабеля с витой парой), гарантирует, что излучения от этих двух проводников будут в значительной степени компенсировать друг друга.

Работа с низким напряжением

Несимметричные сигналы должны поддерживать относительно высокое напряжение для обеспечения достаточного отношения сигнал/шум (С/Ш, SNR). Наиболее распространенными напряжениями несимметричных интерфейсов являются 3,3 В и 5 В. Благодаря своей повышенной устойчивости к шуму дифференциальные сигналы могут использовать более низкие напряжения, поддерживая соответствующее отношение сигнал/шум. Кроме того, отношение сигнал/шум автоматически увеличивается в два раза по сравнению с эквивалентной несимметричной реализацией, поскольку динамический диапазон в дифференциальном приемнике в два раза выше динамического диапазона каждого сигнала в дифференциальной паре.

Возможность успешно передавать данные с использованием более низких напряжений сигналов имеет несколько важных преимуществ:

могут использоваться более низковольтные источники питания;

меньшие изменения напряжения во время переходов:

уменьшаются излучаемые электромагнитные помехи;
снижается потребление электроэнергии;
допускается работа на более высоких частотах.

Высокое или низкое логическое состояние и точная синхронизация

Вы когда-нибудь задумывались над тем, как именно мы решаем, находится ли сигнал в состоянии высокого или низкого логического уровня? В несимметричных системах мы должны учитывать напряжение питания, пороговые характеристики схемы приемника и, возможно, значение опорного напряжения. И, конечно же, существуют вариации и допуски, которые вызывают дополнительную неопределенность в вопросе о высоком или низком логическом уровне.

В дифференциальных сигналах определение логического состояния является более простым. Если напряжение неинвертированного сигнала выше напряжения инвертированного сигнала, то у вас высокий логический уровень. Если неинвертированное напряжение ниже инвертированного напряжения, то у вас низкий логический уровень. Переход между этими двумя состояниями – это точка, в которой пересекаются неинвертированный и инвертированный сигналы, т.е. точка пересечения.

Это одна из причин, из-за которой важно согласовывать длины проводов или трасс, передающих дифференциальные сигналы. Для максимальной точности синхронизации необходимо, чтобы точка пересечения точно соответствовала логическому переходу; но когда два проводника в паре не равны по длине, разница в задержке распространения приведет к смещению точки пересечения.

Применения

В настоящее время существует множество стандартов интерфейсов, в которых используются дифференциальные сигналы. К ним относятся следующие:

высококачественный симметричный звук.

Основные технологии разводки дифференциальных проводников на печатных платах

Наконец, давайте рассмотрим основы того, как дифференциальные проводники разводятся на печатных платах. Разводка дифференциальных сигналов может быть немного сложной, но есть некоторые основные правила, которые делают процесс более простым.

Длина и согласование длин – сохраняйте их равными!

Дифференциальные сигналы (в идеале) равны по амплитуде и противоположны по полярности. Таким образом, в идеальном случае через землю не будет протекать никакой обратный ток. Это отсутствие обратного тока – хорошо, поэтому мы хотим сохранить всё как можно более идеальным, и это означает, что нам нужны одинаковые длины двух проводников в дифференциальной паре.

Чем выше время нарастания/спада вашего сигнала (не путать с частотой сигнала), тем больше вы должны следить за тем, чтобы проводники имели одинаковую длину. Ваша программа разводки печатных плат может включать в себя функцию, которая поможет вам точно отрегулировать длину проводников для дифференциальных пар. Если вам трудно достичь равной длины, то можете использовать технику «серпантина».

Пример серпантина проводников

Ширина и интервал между проводниками – сохраняйте их постоянными!

Чем ближе дифференциальные проводники друг к другу, тем лучше будет связность сигналов. Сгенерированные электромагнитные помехи будут более эффективно компенсироваться, а принимаемые электромагнитные помехи будут более равномерно накладываться на оба сигнала. Поэтому старайтесь разводить проводники ближе друг к другу.

Вы должны разводить проводники дифференциальной пары как можно дальше от соседних сигналов, чтобы избежать помех. Ширина и расстояние между вашими проводниками должны выбираться в соответствии с целевым импедансом и должны оставаться постоянными по всей длине проводников. Поэтому, если это возможно, эти проводники должны оставаться параллельными, пока они проходят по печатной плате.

Импеданс – сведите изменения к минимуму!

Одной из наиболее важных вещей, которые необходимо сделать при проектировании печатной платы с дифференциальными сигналами, является выяснение целевого импеданса для вашего приложения, а затем разводка в соответствии с ним ваших дифференциальных пар. Кроме того, сохраняйте изменения импеданса минимальными, насколько возможно.

Импеданс вашей дифференциальной линии зависит от таких факторов, как ширина проводника, связь между проводниками, толщина меди, материал и слои печатной платы. Рассмотрите каждый из них, чтобы избежать чего-либо, что изменит импеданс вашей дифференциальной пары.

Не разводите высокоскоростные сигналы через разрывы между медными областями на слое металлизации, так как это также влияет на импеданс. Старайтесь избегать разрывов на слоях земли.

Заключение

Дифференциальная передача сигналов позволяет передавать информацию с более низкими напряжениями, хорошим отношением сигнал/шум, улучшенной помехоустойчивостью к шуму и с более высокими скоростями передачи данных. С другой стороны, увеличивается количество проводников, и система будет нуждаться в специализированных передатчиках и приемниках вместо стандартных цифровых микросхем.

В настоящее время дифференциальные сигналы являются частью многих стандартов, в том числе LVDS, USB, CAN, RS-485 и Ethernet, и поэтому мы должны быть знакомы с этой технологией. Если вы разрабатываете печатную плату с дифференциальными сигналами, не забудьте ознакомиться с соответствующими техническими описаниями и примечаниями к применению и, если необходимо, снова прочитать эту статью!

Предназначенная для использования в качестве быстродействующего драйвера 12-разрядных АЦП, микросхема AD8137 может управлять арсенид-галлиевыми (GaAs) монолитными микросхемами однополюсных переключателей и радиочастотными коммутаторами на PIN-диодах, предлагая дешевую и универсальную альтернативу традиционным драйверам ключей. Типовое времена переключения этой схемы, составляет от 7 до 11 нс, включая задержки распространения сигналов в драйвере и в радиочастотной нагрузке.

Рисунок 1.

Драйвер АЦП IC₁ преобразует несимметричный сигнал с уровнями ТТЛ в
дифференциальный сигнал для GaAs радиочастотного коммутатора IC₂.

Схема драйвера GaAs переключателя (Рисунок 1) преобразует несимметричный сигнал ТТЛ с уровнями от 0 до 3.5 В в дифференциальный выходной сигнал 0 … 4 В. Делитель напряжения, образованный 50-омным сопротивлением источника, резистором R_S и согласующим резистором R_T, ослабляет сигнал на 50%. Для компенсации этого ослабления схема усиливает входной сигнал приблизительно в 2.3 раза, обеспечивая нужную амплитуду 4 В пик-пик. Кроме того, для правильной работы последующей GaAs микросхемы схема сдвигает уровень выхода на –2 В. Коэффициент усиления схемы G равен

При симметричном выходном сигнале эквивалентные сопротивления резисторов R₁ и R₄, задающих коэффициент усиления, должны быть одинаковыми. На Рисунке 1 сопротивление резистора R₄ превышает сопротивление R₁ на 20 Ом. Эта разница компенсирует дополнительное сопротивление 25 Ом, вносимое параллельной комбинацией сопротивлений источника сигнала R_S и согласующего резистора R_T. Использование R₄ с сопротивлением 1.02 кОм (стандартное значение, ближайшее к 1.025 кОм) гарантирует, что коэффициенты усиления схемы относительно обоих дифференциальных выходов будет примерно одинаковыми.


Рисунок 2.	Вертикальные курсоры показывают, что время включения драйвера GaA коммутатора равно приблизительно 5 нс.


Рисунок 3.	Время выключения равно приблизительно 11 нс.

Из осциллограммы на Рисунке 2 видно, что время включения драйвера GaA коммутатора, отсчитанное между 50% уровня входного сигнала ТТЛ и 90% уровня выходного сигнала, равно приблизительно 5 нс. Время выключения, отсчитанное между 50% уровня входного сигнала ТТЛ и 10% уровня выходного сигнала, как следует из Рисунка 3, составляет примерно 11 нс.

Рисунок 4.

Небольшая модификация превращает схему на Рисунке 1
в драйвер переключателя на PIN-диодах.

Как показано на Рисунке 4, после совсем незначительных изменений драйвер GaAs переключателя может управлять нагрузками в виде PIN-диодов, которым требуются как положительные, так и отрицательные токи смещения. Вывод V_OCM микросхемы IC₁ подключен к общей шине, чтобы обеспечить симметрию выходных сигналов относительно земли, размах которых после замены резисторов R₃ и R₄ на 2 кОм составил ±3.5 В при втекающем и вытекающем токах смещения 10 мА. Резисторы R₅ и R₆ устанавливают средний ток PIN-диодов I_SS, равный

От емкостей конденсаторов C₅ и C₆ зависят токи инжекции I_S, удаляющие заряды, накопленные в PIN-диодах. При необходимости оптимизировать характеристики переключения диодов ток I_S можно подобрать с помощью формулы

где dV/dt – скорость нарастания напряжения на выходе драйвера AD8137.

Для достижения максимальной точности преобразования аналогового сигнала в цифровой код недостаточно только корректно выбрать аналогоцифровой преобразователь, необходим еще и правильный выбор операционного усилителя для согласования динамических диапазонов источника сигнала (например, датчика) и входного каскада аналого-цифрового преобразователя.

Большинство современных АЦП обладают высоким входным сопротивлением, низкой входной емкостью, хорошей линейностью характеристик преобразования, но во многих случаях подключить источник сигнала к входу АЦП напрямую невозможно. Операционный усилитель — драйвер АЦП — решает эту проблему, осуществляя также дополнительное усиление сигнала и его фильтрацию при соответствующем включении для подавления шумов в высокочастотной области. Для достижения высокой точности устройства параметры драйвера должны быть существенно лучше, чем у АЦП. Речь идет о времени установления ОУ, нелинейных искажениях и шумовых характеристиках. Чем выше разрядность и быстродействие преобразователя, тем больше внимания приходится уделять выбору оптимального ОУ для драйвера АЦП. Основные моменты при выборе таких ОУ и их некоторые типовые характеристики показаны на рис. 1.

Рис. 1. Основные характеристики ОУ, которые необходимо учитывать при выборе драйверов АЦП

Драйверы АЦП должны иметь достаточный динамический диапазон и быстродействие (время установления и скорость нарастания), обладать низкими гармоническими искажениями при усилении сигнала до необходимого значения. Из графиков на рис. 1 хорошо видно, что при более высоком входном сопротивлении АЦП проще обеспечить низкие значения гармонических искажений. RC-фильтр (в некоторых случаях используют фильтры на основе ОУ более высокого порядка) на выходе драйвера сокращает полосу частот до оптимальной величины, подавляя шумы за пределами рабочего частотного диапазона. На рис. 1 RC-фильтр показан в упрощенном виде. Конечно, в большинстве случаев применяются активные фильтры второго и более высоких порядков на основе ОУ для достижения крутого спада частотной характеристики и низкого выходного сопротивления.

Операционные усилители — драйверы АЦП — производители классифицируют для соответствующих быстродействия и разрядности аналого-цифровых преобразователей. Это не означает, что эти усилители рекомендуется использовать только в качестве драйверов АЦП. Конечно, их можно применять для многих других целей, например, для усиления сигнала и дальнейшей обработки аналоговыми схемами.

Драйверы АЦП для АЦП поразрядного уравновешивания (SAR АЦП) с частотой дискретизации до 250 ksps

В таблице 1 приведены основные параметры усилителей, рекомендуемых для работы с SAR АЦП (successive approximation ADC или АЦП поразрядного уравновешивания) с частотой отсчетов менее 250 ksps (sps — samples per second — количество отсчетов в секунду). SAR АЦП характеризуются высокими разрешением и точностью. Они отличаются низким потреблением и небольшим количеством внешних компонентов.

Таблица 1. Операционные усилители TI для SAR-АЦП (частота выборки <250 ksps)

Особого внимания заслуживает полный дифференциальный усилитель (с дифференциальными входом и выходом) THS4520, имеющий широкую полосу пропускания и высокую скорость нарастания напряжения. Время установления THS4520 при отклонении от установившегося значения 0,1% составляет всего 7 нс. Производитель отмечает низкие гармонические искажения этого ОУ в широкой полосе частот, а также низкий уровень шума (параметры приведены в таблице 1). Зависимости гармонических искажений для второй и третьей гармоник, взятые из документации производителя, приведены на рис. 2.

Рис. 2. Зависимости гармонических искажений от частоты для THS4520

Основные параметры THS4520:

дифференциальные вход и выход (Fully Differential Amplifier);
полоса пропускания: 620 МГц;
скорость нарастания напряжения: 570 В/мкс;
время установления при точности 0,1%: 7 нс;
шум, приведенный ко входу: 2 нВ/√Гц (f > 10 кГц);
напряжение питания: от 3,3 (±1,65 В) до 5 В (±2,5 В);
потребление в режиме Power-Down: 15 мкА.

Драйверы для АЦП с повышенным разрешением (Delta-Sigma АЦП)

Дельта-сигма (ΔΣ) АЦП отличаются высоким разрешением и широкой полосой пропускания. Основные параметры драйверов для ΔΣ АЦП с очень высоким разрешением сведены в таблицу 2.

Таблица 2. Операционные усилители TI для дельта-сигма АЦП (с высоким разрешением)

В таблице 2 присутствует интересный усилитель – транслятор уровня INA159. Основное назначение INA159 — преобразование двуполярного сигала в однополярный, поэтому он и называется транслятором уровня. Сейчас существует очень много аналого-цифровых преобразователей с однополярным питанием, допускающих подачу на вход сигнала только положительной полярности, поэтому часто возникает необходимость переместить двуполярный сигнал в область только положительных значений. Иллюстрация работы INA159 приведена на рис. 3. На рис. 4 показана типовая схема включения этого ОУ. В документации производителя можно найти и другие варианты схем включения INA159 с разными коэффициентами передачи.

Рис. 3. INA159. Зависимости диапазонов выходных напряжений от опорного напряжения при напряжении питания 5 В

Рис. 4. INA159. Типовая схема включения для преобразования двуполярного входного сигнала в диапазон одной полярности

Например, при напряжении питания 5 В и опорном напряжении 2,5 В, подавая на вход INA159 напряжение от –10 до 10 В, получим на выходе напряжение в диапазоне от 0,5 до 4,5 В, что приемлемо для многих АЦП при питании 5 В. При меньших значениях опорного напряжения (это требуется при низковольтном питании) диапазоны изменения выходного напряжения изменяются. Конкретные значения приведены в таблице на рис. 3. Выходные параметры при других напряжениях питания и разных вариантах коммутации входов для опорного напряжения приведены в документации производителя.

Основные параметры INA159:

коэффициент передачи при входном сигнале ±10 В: 0,2 (возможны другие значения — см. документацию);
точность коэффициента передачи: ±0,024% (макс.);
полоса пропускания: 1,5 МГц;
скорость нарастания напряжения: 15 В/мкс;
напряжение смещения: ±100 мкВ;
дрейф напряжения смещения: ±1,5 мкВ/°С;
напряжения питания: 1,8–5,5 В.

Подробного рассмотрения заслуживают и новые малошумящие микромощные усилители с низковольтным питанием и нулевым дрейфом (Zero Drift) OPA333 (одиночный) и OPA2333 (сдвоенный). Они характеризуются отсутствием шумов напряжения и тока с зависимостью 1/f в области очень низких частот (рис. 5). Графики на рис. 5 взяты из документации производителя. Фликкер-шум или шум типа 1/f является неотъемлемым параметром любого активного прибора, но на основе современных технологий производства полупроводниковых приборов частоту излома характеристики такого шума можно сдвинуть в область низких частот, вплоть до единиц, десятых долей Гц. Тогда в реальном диапазоне частот этот шум не будет наблюдаться.

Рис. 5. Спектральные плотности шумов напряжения и тока OPA333 и OPA2333

Усилители OPA333 и OPA233 выполнены по схеме «чоппер» (Chopper) или усилитель с прерыванием. При частоте прерывания выше, чем 1/f частоты излома входного шума, усилитель, стабилизированный прерыванием, постоянно обнуляет 1/f шум на каждом такте. Теоретически, операционный усилитель с прерыванием не имеет 1/f шума. Однако прерывание вызывает появление широкополосного шума, который обычно гораздо выше шума прецизионного биполярного операционного усилителя.

Отсутствие шума с зависимостью 1/f можно добиться и с помощью схемы со структурой Auto-Zero. Отличия структур Chopper и Auto-Zero показаны на рис. 6. Из графиков на этом рисунке видно, что спектральная плотность шума для OPA333 и OPA2333 существенно меньше, чем у усилителей, выполненных по схеме Auto-Zero. Рассмотрение принципов работы усилителей Auto-Zero и Chopper потребует слишком много места в журнале (что достойно отдельной статьи на эту тему), поэтому заинтересованный читатель может найти подробное описание принципов действия таких усилителей в статье инженера Texas Instruments Томаса Кегельштадта “Auto-Zero amplifiers ease the design of high-precision circuits” («Усилители с прерыванием упрощают разработку высокоточных схем»).

Рис. 6. Сравнение спектральных плотностей шума усилителей OPA333 (Chopper) и ОУ, выполненных по схеме Auto-Zero

Основные параметры OPA333 (OPA2333):

сверхнизкое напряжение смещения: 10 мкВ (макс.);
дрейф напряжения смещения: 0,05 мкВ/°С (макс.);
напряжение шума в диапазоне частот 0,01–10 Гц: 1,1 мкВ (от пика до пика);
напряжения питания: 1,8–5,5 В;
Rail-to-Rail вход/выход;
собственный ток потребления 17 мкА;
миниатюрные корпуса SC70 и SOT23.

В статье по применению с сайта Texas Instruments “New zero-drift amplifier has an IQ of 17 μA”, посвященной операционному усилителю OPA333, приведена таблица для сравнения характеристик OPA333 с близкими усилителями этого класса. Основные параметры этих ОУ сведены в таблицу 3.

Таблица 3. Сравнение основных параметров OPA333 с аналогичными ОУ других производителей

Каждый из усилителей в таблице 3 имеет свои сильные и слабые стороны, но качество каждого прибора нужно оценивать по совокупности параметров. С другой стороны, для разработчика может быть наиболее важным один из конкретных параметров, тогда победителем в таблице 3 может оказаться любой из представленных в ней усилителей. Автор этой статьи по применению Томас Кегельштадт обращает внимание на параметры в нижней строке (отношение частоты единичного усиления к току потребления). По этому соотношению бесспорным лидером является новый операционный усилитель Texas Instruments OPA333 (OPA2333).

Драйверы для быстродействующих SAR АЦП с частотой дискретизации более 250 ksps

Для SAR АЦП повышенного быстродействия Texas Instruments предлагает выбрать усилители из таблицы 4. Интересно отметить, что новый ОУ THS4520 рекомендуется производителем еще и для использования совместно с SAR АЦП среднего быстродействия (табл. 1). Усилители OPA365 (одиночный) и OPA2365 (сдвоенный) заслуживают более детального рассмотрения. Они отличаются очень низким коэффициентом гармонических искажений (всего 0,0006%), что необходимо для достижения высокой линейности передаточной характеристики аналого-цифрового преобразования. Графики для сравнения параметров этих усилителей и аналогичных от других производителей показаны на рис. 7 (взяты из документации производителя).

Рис. 7. Гармонические искажения и шумы OPA365 (OPA2365) и усилителей этого класса других производителей Таблица 4. Операционные усилители TI для быстродействующих SAR АЦП (>250 ksps)

Основные параметры OPA365 (OPA2365):

напряжение питания: 2,2–5,5 В;
низкое напряжение смещения: 200 мкВ;
полоса пропускания: 50 МГц;
КОСС: 100 дБ (минимальное значение);
высокая скорость нарастания: 25 В/мкс;
очень низкие гармонические искажения + шум: 0,0006%;
ток потребления: 5 мА (максимальное значение);
корпус SOT23-5.

Драйверы для АЦП очень высокого быстродействия

Наиболее высокой частотой дискретизации отличаются АЦП, выполненные по структурам Pipeline (конвейерные) и Flash (параллельные и самые быстрые). Параллельные АЦП отличаются чрезвычайно простой архитектурой и очень широкой полосой пропускания, но обладают очень высокой потребляемой мощностью, большим размером кристалла и высокой ценой. Конвейерные АЦП потребляют меньше энергии по сравнению с параллельными преобразователями, но частота дискретизации у них существенно ниже, чем у Flash АЦП. Рекомендуемые Texas Instruments ОУ— драйверы для самых скоростных АЦП — представлены в таблице 5.

Таблица 5. Операционные усилители TI для АЦП очень высокого быстродействия (Pipeline и Flash АЦП)

Обратите внимание, что новый операционный усилитель THS4520 попал в таблицу и для самых быстрых АЦП. Усилитель THS4520 — один из самых универсальных драйверов АЦП, так как он попал сразу в три таблицы из приведенных в этой статье. Он совместим по выводам со скоростными, полностью дифференциальными усилителями THS4508, THS4509, THS4511, THS4513.

OPA369 и OPA2369 — прецизионные усилители Zero-crossover с потреблением 1 мкА

Операционные усилители OPA369 (одиночный ОУ) и OPA2369 (сдвоенный) благодаря уникальной технологии Zero-crossover имеют нулевое изменение напряжения смещения при изменении синфазного напряжения на входе, что очень важно в низковольтных применениях с полной амплитудой входных сигналов (Rail-to-Rail). Низкое собственное потребление и миниатюрные корпуса делают эти усилители очень перспективными для разработки портативных приборов. Совместно с OPA369 Texas Instruments рекомендует использовать АЦП ADS1100 и микроконтроллеры с ультранизким потреблением MSP430.

Рис. 8. Зависимости напряжений смещения OPA369 (OPA2369) и ОУ этого класса других производителей

Основные параметры OPA369 и OPA2369:

технология Zero-crossover;
низкий ток потребления: 1 мкА;
низкое напряжение смещения: 750 мкВ (макс.);
низкие напряжения питания: 1,8–5,5 В;
низкий температурный дрейф напряжения смещения: 1,75 мкВ/°С;
корпуса SC70-5, SOT23-8, MSOP-8.

OPA376, OPA2376, OPA4376 — новые прецизионные малошумящие усилители e-Trim™

Texas Instruments нельзя пройти мимо прецизионных малошумящих усилителей, выполненных с использованием технологии e-Trim. Они отличаются очень низким напряжением смещения (не более 25 мкВ) при полосе пропускания 5,5 МГц, низкой спектральной плотностью шума 7,5 нВ/√Гц и собственным током потребления не более 950 мкА. В диапазоне частот от 0,1 до 10 Гц напряжение шумов не превышает 0,8 мкВ от пика до пика. Усилители предназначены для работы от напряжения питания одной полярности в диапазоне 2,2–5,5 В. На рис. 9 показано распределение напряжения смещения OPA376 среди относительно большой выборки выпущенных приборов. На рис. 9 хорошо видно, что напряжение смещения большинства OPA376 (одиночных), OPA2376 (сдвоенных) и OPA4376 (счетверенных) не превышает 10 мкВ. Производитель приводит гистограмму, показанную на рис. 9, на первой странице документации для этих ОУ для того, чтобы разработчики учитывали, что большинство усилителей этой серии имеют напряжение смещения не более 10 мкВ. Эти микросхемы выпускаются в миниатюрных корпусах SC-70, SOT23, MSOP, TSSOP. Усилители предназначены для работы в портативной прецизионной аппаратуре.

Рис. 9. Распределение напряжения смещения OPA376, OPA2376 и OPA4376 в выборке этих операционных усилителей

Заключение

Применение новых операционных усилителей и правильный их выбор позволяют достичь более высоких параметров аналоговых и аналогово-цифровых схем без усложнения схемотехнических решений разрабатываемых устройств.

При выборе операционного усилителя для любой цели необходимо оценивать его параметры в комплексе с другими характеристиками. Например, один ОУ лучше другого по напряжению смещения, но проигрывает ему по полосе пропускания и гармоническим искажениям (для конкретной разработки на первый план могут выйти другие параметры).

Для упрощения процесса выбора ОУ для драйверов АЦП можно воспользоваться рекомендациями производителя.

Читайте также: